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变频器的基本控制原理
自六十年代后期以来,由于微处理器和半导体技术的发展及其价格的降低,使变频器发生了很大的变化。但是,变频器的基本原理并没有变。 变频器可以分为四个主要部分:
1. 整流器
它与单相或三相交流电源相连接,产生脉动的直流电压。整流器有两种基本类型:可控的和不可控的。 2. 中间电路
它有以下三种类型:
a) 将整流器流电压变换成
直流电流。
图1:变频器的简图
整流器 中间电路 逆变器 电动机
控制电路
b) 使脉动的直流电压变得稳定或平滑,供逆变器使用。 c) 将整流后固定的直流电压变换成可变的直流电压。
3. 逆变器
它产生电动机电压的频率。另外,一些逆变器还可以将固定的直流电压变换成可变的交流电压。 4. 控制电路
它将信号传送给整流器、中间电路和逆变器,同时它也接收来自这些部分的信号,具体被控制的部分取决于各个变频器的设计(参见图2)。变频器都有是由控制电路利用信号来开关逆变器的半导体器件,这是所有变频器的共同点。变频器可以依据控制输出电压的开关模式来分类。 图2示出变频器不同的设计及控制原理。
为了全面,还应该简要地提一下没有中间电路的直接变频器。这种变频器用于功率等级为兆瓦级的地方,它们直接将50Hz电源变换为一个低频电源。其最大输出频率约为30Hz。
整流器
1. 可控整流器2. 不可控整流器
3. 可变直流电流的中间电路4. 固定直流电压的中间电路5. 可变直流电压的中间电路
5中间电路
逆变器
6. 脉冲幅度调制逆变器7. 脉冲宽度调制逆变器
电流源逆变器:CSI(1+3+6)
脉冲幅度调制逆变器:PAM(1+4+7),(2+5+7)脉冲宽度调制逆变器:PWM/VVC(2+4+7)
plus
图2:不同的设计及控制原理
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整流器
电源电压一般是固定频率的三相(3 x 380V / 50Hz)或单相(1 x 240V / 50Hz)交流电压,它们的特征值可以用图3来表示。 如图所示,三相在时间上有相位移,而且相电压不断地改变方向。频率是以每秒钟的周期数来表示的。频率为50Hz就是意味着每秒钟有50个周期,即每个周期为20毫秒。
变频器中的整流器可由二极管或晶闸管单独构成,也可由两者共同构成。由二极管构成的是不可控整流器,由晶闸管构成的是可控整流器。二极管和晶闸管都用的整流器是半控整流器。
不可控整流器
二极管只允许电流单方向流过,即从阳极(A)流向阴极(K)。二极管不能像某些半导体器件那样控制流过的电流强度,加在一个二极管上的交流电压被变换成脉动的直流电压,如三相交流电压加在一个三相不可控的整流器上,直流电压将是连续的脉动电压。
图3:单相及三相交流电压
图4:二极管的工作摸式
图5所示,是一个三相不可控整流器。它由两组二极管构成,二极管D1、D3和D5为一组,二极管D2、D4和D6为另一组。每只二极管导通三分之一周期(即120º)。在每组二极管中,二极管是按顺序导通的,而对两组二极管的控制上有1/6周期(即60º)的相位差。
图5:不可控整流器
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当所加电压为正时,二极管D1,3,5导通。如果L1相的电压达到正的峰值,A端的电压值就是L1相的值。另外两只二极管分别被加上大小为UL1-2和UL1-3的反压。
这同样适用于二极管组D2,4,6。这里B端接受负的相电压。在某一时刻如L3低于一个负的门限值。则二极管D6导通,其它两只二极管承受大小为UL3-1和UL3-2的反压。
不可控整流器的输出电压是两个二极管组上电压的差。输出的脉动直流电压平均值为1.35 x 线电压。
可控整流器
在可控整流器中,晶闸管取代了二极管。像二极管一样,晶闸管只能允许电流从阳极(A)流向阴极(K)。晶闸管与二极管的区别是晶闸管有第三个端子“门极”(G)。在晶闸管导通前,门极必须输入一个信号。当晶闸管流过电流后直到这个电流减小到零为止,晶闸管始终保持导通。
流过晶闸管的电流不会因门极的信号而中断。晶闸管被用于整流器和逆变器。
所谓门极信号是晶闸管的控制信号,它是一个时间延迟信号,以相位角的度数来计量。这一角度表示电压过零时刻与晶闸管导通时刻之间的时间延迟。
图6:不可控三相整流器的输出电压
图7:晶闸管的工作摸式
如角在0和90之间,晶闸管被用作整流器。当角在90和270之间时,晶闸管被用作逆变器。
图8:三相可控整流器
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可控整流器除了晶闸管受控于角之外,基本上与不可控整流器相同。晶闸管在电压不留空隙过零后30不留空隙时可以开始导通。
调节角可使整流电压值改变。可控整流器提供的直流
x线电压x cos。 电压平均值为: 1.35
与不可控整流器相比,可控整流器将造成较大的损耗及
对电源的干扰,因为当晶闸管的导通时间较短时,整流器要从电源吸取较大的无功电流,但是可控整流器也有优点,就是能量可以反馈给电源。
图9:三相可控整流器的输出电压
中间电路
中间电路可看作是一个能量的存储装置,电动机可以通过逆变器从中间电路获得能量,依整流器和逆变器的不同,中间电路可根据三种不同的原理构成。
电流源逆变器(I-converters)
图10:可变直流电流型中间电路
在使用电流源逆变器时,中间电路由一个大的电感线圈构成。它只能与可控整流器配合使用。电感线圈将整流器输出的可变直流电压转换成可变的直流电流。电机电压的大小取决于负载的大小。
在使用电压源逆变器时,中间电路由含有电容的一个滤波器构成,两种整流器都可以与它配合使用。这个滤波器使整流器输出的脉动直流电压(UZ1)变得平滑。
电压源逆变器(U-converters)
可控的 幅值可变
不可控的 幅值一定
图11:固定直流电压型中间电路
在使用可控整流器时,针对逆变器每一个给定的输出频率,整流器的输出电压应为一个对应的定值,因此可控整流器为逆变器提供幅值可变的纯净的直流电压(UZ2)。 在使用不可控整流器时,逆变器的输入电压是幅值一定的直流电压
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如图12所示,在可变直流电压型中间电路中,一个斩波器被加在滤波器前。 斩波器有一个晶体管,它的工作像一只开关使整流电压接通和断开。控制电路将滤波器后的可变电压(UV)和输入信号进行比较,依此调节斩波器。如果有误差,晶体管导通时间和关断时间之比就受到调节。这将改变直流电压的有效值。直流电压可表示为:
可变直流电压型中间电路
斩波器
图12:可变直流电压型中间电路
UVU x
tonton x toff
当斩波器晶体管切断电流时,滤波电感线圈会使加在晶体管两端的电压无限升高。为了防止这一现象,用续流二极管来保护斩波器。当晶体管如图13所示导通和关断时,情况2的输出电压较高。
中间电路的滤波器使斩波器输出的方波电压变得平滑。滤波器的电容和电感使输出电压在给定频率下维持一定。
中间电路还能提供如下一些附加功能,这取决于中间电路的设计。例如:
使整流器和逆变器解耦 减少谐波
储存能量以承受断续的负载波动
情况一 情况二
图13:斩波器晶体管调节中间电路
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逆变器
逆变器是变频器最后一个环节,其后与电动机相联。它最终产生适当的输出电压。 变频器通过使输出电压适应负载的办法,保证在整个控制范围内提供良好的运行条件。这方法是将电机的励磁维持在最佳值。
逆变器可以从中间电路得到以下三者之一。
可变直流电流。 可变直流电压。 固定直流电压。
在以上每种情况下,逆变器都要确保给电机提供可变的量。换句话说,电动机电压的频率总是由逆变器产生的。如果中间电路提供的电流或电压是可变的,逆变器只需调节频率即可。如果中间电路只提供固定的电压,则逆变器既要调节电动机的频率,还要调节电动机的电压。
现在晶闸管在很大程度上被频率更高的晶体管所取代,因为晶体管可以更快速地导通和关断。开关频率取决于所用的半导体器件,典型的开关频率在300Hz到20kHz之间。 逆变器中的半导体器件,由控制电路产生的信号使其导通和关断。这些信号可以受到不同的控制。
在传统逆变器中,采用可变直流电流型中间电路的逆变器由二极管,晶闸管和电容器各6个构成。
电容器可使晶闸管导通和关断(使晶闸管导通,当然门极还需要加触发信号----校者)。以使每相绕组的电流有120 的相位差,并且电流的大小必须与电动机的大小相匹配。按U-V,V-W,W-U,U-V……的顺序周期地向电机端子提供电流时,就产生一个按所需频率断续旋转的磁场。尽管电动机电流基本上为方波,但电动机电压接近正弦流。当电流被开关接通或切断时,总有尖峰电压产生。
二极管将电容同电机的负载电流隔开。
采用可变或固定直流电压型中间电流的逆变器,总有6个开关元件,不管用哪种半导体器件,其作用于基本上相同,控制电路用不同的调制技术使半导体器件通和断,这样就改变了变频器的输出频率。
这里首要的技术是对中间电路的可变电压或电流如何处理。
图14:采用可变直流型中间电路的传统逆变器
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开关频率:低
开关频率:中等
开关频率:高
图15:采用可变或固定直流电压型中间电路的逆变器,
其输出电流波形取决于逆变器的开关频率。
为了得到所需的输出频率,使每个半导体器件的导通区间按顺序排列。
半导体器件的开关状态根据中间电路可变电压或电流的大小进行控制。利用压控振荡器使频率总能追随电压幅值的变化。这种逆变器的控制方式称为脉冲幅度调制(PAM)。 另一种主要技术是使用固定的中间电路电压。依靠调节对电机绕组所加中间电路电压的时间长短(即脉冲宽度---校者)来改变电机电压。
改变时间轴上的电压脉冲极性可改变频率,使半个周期是正的脉冲,另外半个周期是负的脉冲。
改变电压脉冲宽度的技术称为脉宽调制(PWM)。PWM(以及正弦脉宽调制SPWM等相关技术)是逆变器控制中最常用的技术。
在PWM技术里,控制电路将半导体器件的通和断的时刻,定在三角波电压与叠加的正弦波参考电压的交点上。这里只是以正弦脉宽调制为例,所以用正弦波作为参考波形。 其他先进的PWM技术还包括一些改进的PWM技术,例如像丹佛斯公司的VVC和VVCPLUS。
图16:脉冲幅度调制和脉冲宽度调制
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晶体管
晶体管可以高速通断,因此电机的“脉冲”励磁产生的磁噪声可以减少。
开关频率高的另一个优点是可以灵活地调节变频器的输出电压。开关频率高时,控制电路只需控制逆变器晶体管的通与断,就能产生正弦的电机电流。
因为高频将导致电机发热和高的尖峰电压,所以逆变器的开关频率需衡权考虑。开关频率越高,损耗就越大。
另一方面,开关频率低会使电机产生较高的音频噪声。 高频晶体管可分为三种主要类型:
双极型(LTR) 单极型(MOS-FET) 绝缘门双极型(IGBT)
现在IGBT晶体管得到了最广泛地应用,因为它将MOS-FET晶体管的控制特性和LTR晶体管的输出特性结合在一起,具有适当的功率范围、导电性和开关频率,很适于现代变频器的控制。
将IGBT晶体管、逆变器的元件及IGBT的控制部分同做在一个模块上,这种模块称为智能功率模块(IPM)。
图17:开关频率对电机电流的影响
图18:电力晶体管的功率和频率范围
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下表给出了MOS-FET、IGBT和LTR之间的主要区别。
半导体特性
符号
设计
导电性
电流传导性 损耗
阻断状况上限
开关状况
触发导通时间触发关断时间损耗控制状况功率
驱动信号
低大高轻微高轻微
低短短轻微小电压
高中等中等中等小电压
中等中等长大大电流
图19:电力晶体的比较
脉冲幅度调制(PAM)
PAM被用于中间电路电压可变的变频器。
使用不可控整流器的变频器,其输出电压的幅值由中间电路的斩波器决定;而使用可控整流器的变频器,其输出电压的幅值是由可控整流器直接决定的。
图20所示晶体管(斩波器)的导通或关断,由控制和调节电路来控制。开关的次数取决于给定值(输入信号)和测得的电压信号(实际值),实际电压值是在电容器上测得的。
线圈绕组和电容器都是作为滤波器用来消除电压的纹波。输出电压的峰值取决于晶体管通断的次数。如果给定值和实际值有差异则斩波器受到调节直至达到所需的电压值。
输入信号 斩波器
固定的 可变的 直流电压 直流电压
实际值
控制和调节电路
图20:在有中间电路斩波器的变频器中电压的产生
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频率控制
输出电压的频率通过逆变器改变工作周期来调节。
组都通断若干次。
逆变器工作周期的长度可用两种方法来控制。
1. 直接由输入信号控制。
2. 依靠何变的直流电压来控制,这个
直流电压是与输入信号成比例的。
脉宽调制(PWM)
为了产生与频率相对应的三相交流电压,PWM方法是用得最广泛的。
在PWM的过程中,中间电路的全电压由( 2 x U主电路)电力电子器件开关控制。脉冲的宽度是可变的,因而使输出电压变化。
在PWM的控制逆变器中所采用的开关模式,可有三种主要的选择。 1. 正弦控制PWM 2. 同步PWM 3. 非同步 PWM
三相PWM逆变器上的每个支路都会有两种不同的状态(通或断)
三个开头支路能产生8种开关的组合(2 ³),所以在逆变器的输出端或者在与逆变器相连的电机定子绕组上可产生8种电压矢量。如图21b所示,100,110,010,011,001,101这些矢量指向一个六边形的顶点,000和111被用作零矢量。
逆变器
可变的 电动机 直流电压
电压 频率 控制和调节电路
输入信号
图21a:对中间电路电压的频率控制
图21b
图21c
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在开关组合为000和111时,同样的电位被加在逆变器的三个输出端子上,它或者是中间电路的正电位,或者是中间电路的负电位(参见图21c)。对于电机来说,这相当于端子间的短路,电机绕组的电压为0V。
正弦控制PWM
正弦控制PWM的控制原理是,对逆变器的每一输出使用一个正弦参考电压(US),正弦参考电压的周期相应于所需输出电压的基频。这三个参考电压被叠加在一个三角波电压(UΔ)上(参见图22)。
逆变器的电力半导体器件,在三角波电压和正弦参考电压相交的时刻被触发导通或关断。
这些交点由控制电路板决定,如果三角波电压高于正弦电压,则输出脉冲会由正变为负(或由负变为正)。如降低三角波电压,则变频器的最大输出电压取决于中间电路电压。
输出电压由改变导通时间和关断时间的比例来调节,所以改变这一开关的比例就可产生所需的电压。正负电压脉冲的幅值总是相当于中间电路电压的一半。
当定子频率低时,“关”的时间性增长,它可能变得长到不能再继续三角波电压频率不变。
“关”的时间过长将使电机加不上电压的期间过长,造成电机运行不稳定。为了防止这一现象,在低频时三角波电压的频率将加倍。
变频器输出
图22:正弦控制PWM的原理
(画有两条参考电压)
U相的开关模式 相电压
对电机的合成电压
图22:正弦控制PWM的输出电压
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变频器输出端的相电压相当于中间电路电压的一半除以2,即等于电源线电压的一半,而输出端的线电压等于相电压的 3倍,这样就等于电源线电压的0.866倍. 正弦调制的PWM逆变器能提供额定电压的86.6%(参见图22)
因为输出电压约低13%,采用完全正弦调制的逆变器,其输出电压不能达到电机电压的要求. 当频率大于45Hz时,所需的额外的电压可以通过减少脉冲的数量来获得。但是采用这一技术会带来一些缺点,特别是它将造成电压跳变,电机电流变得不稳定,脉冲的数量减少,还会使变逆器输出的高次谐波增加,导致电机损耗增大。
解决这一问题的另一个方法是,用别的参考电压来取代那三个正弦参考电压,它可能是一些别的波形(例如:梯形波或阶梯波)。
例如通常参考电压可利用正弦参考电压的三次谐波。将正弦参考电压的幅值增加15.5%,再加上三次谐波,由此得到的逆变器半导体器件的开关模式能够增加变逆器的输出电压。 同步PWM
正弦控制PWM方法的一个基本问题,就是为产生一个给定周期的电压而决定最佳的通断时间和角度,这些时间是依照使高次谐波最小的原则来设定的。这们的开关模式只是在给定的(有限的)频率范围内保持不变。这一频率范围以外的支行则需要另外的开关模式。 采用正弦控制PWM有必要使电压利用率最高,谐波最小。如果调制比(即三角波频率与参考信号频率之比)很高,这两个信号可以是不同步的。但当频率比较接近10或更低时,将产生有害的谐波,这时有必要使两个信号同步。这种同步化可见于一种被称为“换挡(gearshift)“的方式中,这种方式适用于动态性能要求低的三相交流传动,因为其电压和频率(通常V/f控制)变化得较慢。
非同步PWM
在三相交流传动(包括伺服传动)中,如要求磁场定向及要求对转矩和速度控制有快速的系统响应,则逆变器电压的幅值和角度就需要一种跳变调制。如使用“普通的”或“同步的”PWM调制模式,则逆变器电压的幅值和角度就不可能产生跳变。
满足这一要求的方法是非同步PWM方式,这一方式不同于对应输出频率同步地调制输出电压的同步PWM方式,非同步PWM方式像通常一样也要减少电机的谐波,它是对电压矢量进行调制,这就造成调制与输出频率不同步。 有两种主要的非同步PWM技术:
SFAVM(Stator Flux-oriented Asynchronous Vector Modulation,定于磁通定向非同步矢量调制)
60AVM(Asynchronous Vector Modulation,非同步矢量调制)
SFAVM
SFAVM是一种空间矢量调制的方法,它可以随意地改变逆变器输出电压的幅值及角度,使其在开关时刻发生跳变(换言之就是非同步)。使用SFAVM可得到较好的动态性能。 这种调制方法的主要目的是,在使转矩纹波最小的同时利用定子电压使定子磁通最优化。因为开头的顺序将决定角度的偏差,而角度的偏差会导致较大的转矩纹波。因此对开头的顺序必须进行计算,以保证矢量角度的偏差最小。电压矢量之间的切换是基于对所需的电机定子磁通轨迹的计算,由此决定气隙转矩。
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以往一般的PWM电源受到定子磁通矢量幅值与角度的偏差影响。到电机气隙的旋转磁场(转矩),造成转矩的纹波。其中幅值偏差的影响是轻微的,通过增加开头频率可使它进一步减小。
电动机电压的产生
静态运行时如图24所示,控制电机电压矢量Ut去遵循一条圆的轨迹。
电压矢量的长度是对电机电压、旋转速度及相应的运行频率的一个度量。相邻矢量短脉冲的平均值构成了电机的电压。 丹佛斯的SFAVM有以下的特点:
对于给定的参考量,电压矢量可被控制得没有幅度和角度的偏听偏差。 每一次通断都是从000或111开始,这使每个电压矢量有三种开关模式。 电压矢量的平均值是由相邻矢量以及零矢量000、111的短脉冲得到。
电机电压的产生可以通过如图24、25所示的例子得到更细的解释。
图24a中预置的参考电压(UWT)是50%。 如图24b所示,输出电压以相邻矢量的短脉冲平均值的形式产生,例如这里的某一区段输出电压就是由011、001及000、111等矢量的短脉冲产生。
电动机
a)预置输出电压 b)通过对相邻可调电压矢量的脉 (额定电压的50%) 宽调制产生理想的电压矢量U
基波
c)逆变器U、V、W三相的控制信号时序
图24:基于空间矢量调制(SFAVM)的转矩PWM的瞬间记录,
其中输出电压为电机额定电压的50%。
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100%的电机电压的产生如图25所示。
SFAVM在逆变器的控制系统和功率电路之间建立了一种联系。这一调制对于控制电路的控制频率来讲是同步的(参见VVCplus这一章),面对于电机电压的基频来讲是非同步的。
控制与调制的同步化对于大功率的控制(电压矢量、磁通矢量的控制)是有利的,因为电压矢量的控制系统可能直接控制并且不受限制(幅值、角度、角速度都可控)。
为了大大减少在线的的计算时间,不同角度的电压值可以用表给出。采用SFAVM以及产生给电机的输出电压时可用矢量调制表,图26就是这一矢量调制表的简图。
电动机
a)预置输出电压 b)通过对相邻可调电压矢量的脉 (额定电压的100%) 宽调制产生理想的电压矢量U
基波
c)逆变器U、V、W三相的控制信号时序
图25:基于空间矢量调制(SFAVM)的转矩PWM的瞬间记录,
其中输出电压为电机额定电压的100%。
分辨率[比特] U-0相 W-0相 V-0相
图26:SFAVM 图27:对电机的输出线电压
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60AVM
当用60AVM(Asynchronous Vector Modulation,非同步矢量调制)取代SFAVM时,可依据以下方法来决定电压矢量:
在一个通断周期中仅使用一个零矢量(000或111)。 每一次通断不总是从零矢量(000或111)工始。
在逆变器的1/6周期(60)里,有一相的开头状态是不变的,保持0或1。其他两相的开关正常动作。
图28a/b给出了60AVM与SFAVM的开关序列比较,(a)图所示是一个较短的区间,(b)图所示是几个周期。
图28a:某60区间内的60AVM和SFAVM的开关序列
图28b:若干周期内的60AVM和SFAVM的开关序列
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控制电路
控制电路或控制卡(即控制电路的印刷电路板一校者)是变频器的第四个主要部分,它有四个基本任务:
控制变频器半导体器件。 变频器与周边电路的数据交换。 收集和报告故障信息。
执行对变频器和电机的保护功能。
微处理器增加了控制电路的速度,减少了必需的计算,使其在传动方面的应用明显增加。 集成在变频器上的微处理器能对每一运行状态确定最佳的脉冲模式。
图29所示是一个采用中间电路斩波器的PWM控制变频器,控制电路控制斩波器(2)和逆变器(3)。
这一控制是根据中间电路电压的瞬时值来进行的。
PWM变频器的控制电路
图29:斩波器控制型中间电路的控制原理
中间电路电压控制一个数据存储器的地址计数器,存储器中有逆变脉冲模式的输出序列。当中间电路电压增加时,计数动作就变快,从而加速了脉冲序列的输出,使输出频率增加。 另一方面是针对斩波器的控制,中间电路电压首先与参考信号的值进行比较,参考信号是一个电压信号。这一电压信号给出了所期望的输出电压与频率。如果参考信号和中间电路信号发生变化,PI调节器就会告知一个电路来改变每一周期的时间。这使中间电路的电压被子调节到与参考信号相当。
PAM是变频控制的传统技术,而PWM是更新的技术。下面将详细地说明丹佛斯怎样采用合适的PWM从而带来了特殊的好处。
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丹佛斯控制原理
图30给出了丹佛斯逆变器的控制方法
软件 硬件(ASIC) 逆变器
控制 运算
同步 非同步
图30:丹佛斯的控制原理图
控制运算是用来计算逆变器PWM通断及对电压源逆变器实施电压矢量控制(VVC)的。 VVC控制电压矢量的大肆小和频率,并加上了对负载和转差的补偿。电压矢量的角度由相关的预置电机频率(参考量)及开关频率所决定。它提供了:
额定电机频率时额定的电机电压(所以不必要减少功率) 速度调节范围:无反馈时1:25 速度精度:无反馈时为额定速度的+1% 负载变化时的稳定性
VVC最新的发展是VVCplus,它可直接控制电压矢量的幅值、角度以及频率。 VVCplus除具有VVC的特点外,还有以下特点:
低速范围(0Hz-10Hz)内,动特性的改善 电机励磁的改善
速度控制范围:无反馈时1:100 速度精度:无反馈时为额定速度的+0.5% 能动的振荡阻尼 转矩控制(开环) 限流运行
VVC的控制原理
在VVC中,控制电路用一个数学模型来计算电机负载变化时最佳电机励磁,并对负载加以补偿。
此外集成于ASIC电路上的同步60PWM方法决定了逆变器半导体器件(IGBTS)的最佳开关时间。
决定开关时间要遵循以下原则:
数值上最大的一相在1/6个周期(60)内保持它的正电位或负电位不变。 其它两相按比例变化,使输出线电压保持正弦并达到所需的幅值(图32)
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与正弦控制PWM不同,VVC是依据所需输出电压的数字量来工作的。这能保证变频器输出达到电压的额定值,电机电流为正弦波,电机的运行与电机直接市电时一样。 由于在变频器计算最佳输出电压时考虑了电机的常数(定子电阻和电感),所以可得到最佳期的电机励磁。
因为变频器连续地检测负载电流,变频器就能调节输出电压与负载相匹配,所以电机电压可适应电机的类型,跟随负载的变化。
VVCplus的控制原理
VVCplus的控制原理是将矢量调制的原理应用于固定电压源PWM逆变器。这一控制建立在一个改善了的电机模型上,该电机模型较好地对负载和转差进行了补偿。因为有功和无功电流成分对于控制系统来说都是很重要的,控制电压矢量的角度可能性显著地改善0-10Hz范围内动态性能,而在标准的PWM U/F驱动中0-10Hz范围一般都存在着问题。
利用SFAVM或60AVM原理来计算逆变器的开关模式,可使气隙转矩的脉动很小(与使用同步PWM的变频器相比)。
用户可以选择自己最喜爱的工作原理,或者由逆变器依据散热器的温度来自动选择控制原理。如果温度低于75C采用SFAVM原理来控制,当温度高于75C时就应用60AVM原理。
表1给出了这两个原理的概要。
图32:运用同步60PWM原理直接得到的全额输出电压
U相的开关模式 相电压
对电机的合成电压
中间电路电压
图31:—相的同步60PWM(丹佛斯的VVC控制)
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选择
逆变器最大的开关频率
特点
SFAVM
最大8kHz 1. 与同步60PWM(VVC)相比,转矩纹波小
2. 无“换挡”
3. 逆变器开关损耗大 最大14kHz 1. 逆变器的开关损耗减少(与SFAVM相比减少1/3)
2. 与同步60PWM(VVC)相比转矩纹波小 3. 与SFAVM相比转矩纹波相对大些
60AVM
表1:SFAVM与60AVM特性比较概要
xxxxxx(图33)和基本控制图(图34)来解释控制的原理,记住这一点很重要,即空载状态时,没有电流流过转子(i = 0)。这意味着在无负载时电压可表示为:
U = UL =(RS + jSLS )x iS
图33a:三相交流电机的等效电路图(空载) 图33b:三相交流电机的等效电路图(负载)
RRiS r
:定子电阻 :转子电阻
:电机励磁电流(电机相电流) :有功(转子)电流 :定子漏感 :转子漏感 :励磁电感
:定子电感(=LS+Lh)
U UUUII
L S Comp :提供给电机的电压 :空载电压矢量 :定子电压矢量
:由负载决定的补偿电压
:无功和有功电流成分(计算值) :x和y轴的空载电流(计算值) :U、V、W相的电流(检测值) :电抗 :定子漏抗 :转子漏抗 :电压矢量的角度 :的空
:中取决于负载的部分(补偿量) :发热导体/散热器的温度计
,I SY ,ISY0
S
i
LLLLf f
S R h S
SX
SX0
I,I,IUVW XXX
h 1 2
:频率(内部的) :预置参考频率 :计算的转差频率
:气隙中旋转磁场的角速度(= 2fS) :定子频率
:直流中间电路的电压
S
f S S U 0 T
C
DC
空载电压(UL)可由电机的参数(额定电压、电流、频率、速度)来决定。
当有负载时,一个有功电流(i)流过转子。为了产生这个电流,另一个电压(UComp)被
叠加在电机上。
这一增加的电压(UComp)由空载电流,有功电流及速度范围(低速或高速)来决定。而电压值和速度范围取决于基本的电机参数。
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如图34所示,电机模型为负载补偿器和电压矢量发生器分别计算额定的空载值ISX0,ISy0和I0,0。知道实际的空载值就有可能更准确地估计电机轴的负载转矩。
电压矢量发生器在已知定子频率、空载电流、定子电阻和电感的基础上计算无负载电压矢量UL和角度L(参见图33a),最后产生的电压矢量是加上了起动电压和负载补偿电压后的一个合成量,L是四项之和,是定义电压矢量角度位置的一个绝对值。
因为角度和定子频率F的分辨率决定了输出频率的分辨率,所以这些值是以32位的数据来表示的。中包含空载角度的成分,这是为了改善低速加速时电压矢量角度的控制。这使得电流矢量得到了好的控制。因为转矩电流只是一个随实际负载变化的大小值,如果没有空载角度的成分,。电流矢量将增大,使用权电机过激但不产生转矩。
检测出的电动机流(iu、iv和iw)用于计算无功电流成分(iSX)和有功电流成分(iSy)。 在计算出的实际电流和电压矢量值的基础上,负载补偿器可以会计气隙转矩及计算需要多在的附加电压UComp。以使磁场保持在额定值。角度偏差被用来补偿电机的轴负载。输出电压矢量以极坐标的形式给出。这样可以进行直接的过调制,并有利于与PWM-ASIC相连接。
与V/f控制相比,电压矢量控制在低速时很有利,传动的动特性可得到明显的改善。此外因为控制系统能更好地会计负载转矩,给出电压和电流的矢量值,与标量(仅有大小的值)控制的情况相比,电压矢量控制还能得到很好的静态特性。
图34:基本的VVC
plus
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磁场定向(矢量)控制
矢量控制的方法有若干种,其主要区别在于有功电流、励磁电流(磁通)及转矩值是如何计算的。
可将直泫电机和三相异步电机的要点比较一下,在直流电机中,要的两个量磁通()和电枢电流分别受到电机的几何尺寸和相位的制约,取决于磁场绕组的方向和碳刷的位置(图35a)
在直流电机中电枢电流和励磁电流互相垂直,两值均不很大,在异步电机中,磁通()的位置与转子电流I1取决于负载。此外,与直流电机不同,异步电机的相角和电流分量不能从电机定子上直接测出。
a) b)
M ~ I x x sinG 异步电机在某一负载点上的
简化矢量图直流电机
图35:直接电机和交流异步电机的比较
利用一个电机的数学模型,根据磁通和定子电流的关系可以计算出转矩。
检测到的定子电流ISxxxxIW和产生磁通的电流I两个分量,二者相互垂直(图36)。 使用这两个电流分量可使转矩和磁通相互独立,互不影响。但因计算需要相当复杂的动态电机模型,所以这一方法仅在数字式传动中经济可行。
因为这一技术将独立于负载状态的励磁和转矩分加紧控制,只要你能得到一个反馈信号,就可能控制异步电机使其具有像直流电机一样的动态性能。这一三相交流控制方法还有以下的优点:
对于负载的变化具有良好的响应 精确的速度调节
在零速时也能产生最大转矩 性能可与直流传动相比
:IS:IB:
角速度定子电流励磁电流
IW:有功电流/转子电流L:转子磁通
图36:磁场定向调节用电流分量的计算
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V/f控制和磁通矢量控制
近年发展起来的三相交流电机的速度控制基于两种不同的控制原理: 一种是普通的V/f控制或标量控制,另一种的磁通矢量控制。
两种方法各有优点,采用哪种取决于对传动性能(动特性)的要求和精度。
V/f控制调速范围有限,大约为1:20,在低速时需采用另一种控制方法(补偿法)。对于变频器驱动电机来说这一技术相对简单,该技术在整个调整范围内承受负载瞬变的能力强。
用磁通矢量控制时,变频器必须很好地与电机配合,这就需要更详细的信息,所以还需要些附加的器件用于反馈信号。 磁通矢量控制有以下的优点:
对于速度变化有很快的响应,调速范围宽 对于改变旋转方向有较好的动态响应 整个调速范围只需一种控制办法
对用户来说,技术上最佳的选择是将两种优点结合起来。像V/f控制在整个调速范围内抗负载跳变能力强的特性,以及磁场定向控制中对参考速度的变化迅速响应的特性,显然都需要。
丹佛斯的VVCplus就是将V/f控制的抗负载跳变的特性与磁场定向控制的动态性能好的特点结合起来,制定了调速控制的新标准。
VVCplus的转差补偿
要不受实际负载影响,将电机的磁场强度和轴速维持在参考速度指令值上不变,可采用两种补偿:转差补偿和负载补偿。
转差补偿是将计算的转差频率f加在额定的速度信号上,以维持所需的参考频率不变(图34)。定子频率的增长速度受用户给定的加速成时间限制。估计的转差值由负载转矩的估计值和实际的磁场强度得到,所以磁场削弱也被考虑在内。 控制系统的静态情况如图37所示的转矩/速度特性。
额定转矩
图37:转矩/速度特性(额定转矩为10Nm)
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