三相异步电机SVPWM变频调速系统的研究

保密类别： 编号：

20110801249

武汉大学珞珈学院

毕业论文

三相异步电机SVPWM变频调速系统的研究

系 别： 电气工程与自动化系

专 业： 电气工程与自动化

年 级： 2011级电气六班

学 号： 20110801249

姓 名： 黄思佳

指导教师： 肖贞仁

武汉大学珞珈学院教务处印制

2015年 4 月 5日

摘 要

目前,调速领域已经实用的技术有直接转矩控制、恒定电压频率比控制、矢量控制等,在不断的实际工程应用中矢量控制技术已经发展得相当成熟。本文针对矢量控制技术直流电压利用率高、动态性能和低速性能好以及调速范围宽等优点,采用矢量控制方案进行交流电机调速。

本文的主要工作有:(1) 基于异步电机的数学模型,对其电磁关系进行了分析,建立了不同坐标系下的数学模型,指出其多变量与强耦合的非线性特点。(2)在分析矢量控制技术优点的基础上,搭建仿真模型,进行了电压空间矢量控制的仿真验证。(3) 设计了小功率异步电机的调速系统,搭建了矢量控制系统的硬件平台,进行了相关实验,验证了实验平台的实用。

关键词:矢量控制 异步电机 SVPWM

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Abstract

At present,direct torque control, constant voltage frequency ratio control andvector control are the practical technologies in adjust speed field,the vector controltechnology is already quite mature in the practical engineering application.Based on the advantages of vector control technology such as the high voltage utilization of DC.the good performance on dynamic and low-speed,and wide speed regulation range,this paper use the vector control for AC motor speed control.The main works of this paper are:Firstly based on the mathematical model of induction motor,the electromagneticrelation is analyzed,the mathematical model under different coordinates are established,the multi-variable,strong coupling and nonlinear characteristics are pointout.Secondly based on the strongpoint analysis of vector control technology,the voltage space vector control strategy is simulated.Thirdly the speed control system of small power asynchronous motor is designed,the relative experiments are carried through, the results verify the practicability of the experimental platform.

Key Words: Asynchronous motor Vector control SVPWM

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目 录

第一章 绪论……………………………………………………………………1

1.1 论文研究背景………………………………………………………………1 1.2 国内外变频调速技术的发展现状…………………………………………1 1.3 国内外脉宽调制技术的发展现状…………………………………………2 1.4 论文的主要研究内容及章节安排…………………………………………2 1.5 本章小结……………………………………………………………………3

第二章 交流变频调速…………………………………………………………4

2.1 交流调速的基本控制思想…………………………………………………4 2.2 交流变频调速的四种控制方式……………………………………………4 2.2.1 恒压频比(V/F)控制…………………………………………………4 2.2.2 转差率控制……………………………………………………………5 2.2.3 直接转矩控制…………………………………………………………6 2.2.4 矢量控制………………………………………………………………6 2.3 矢量控制方式………………………………………………………………7 2.4 本章小结……………………………………………………………………7

第三章 电压空间矢量仿真研究……………………………………………8

3.1 矢量控制理论………………………………………………………………8 3.2 坐标变换……………………………………………………………………8 3.2.1 坐标变换的基本思路…………………………………………………8 3.2.2 三相-两相变换（3S/2S变换）………………………………………8 3.2.3 静止两相-旋转正交变换（2s/2r变换）……………………………10

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3.2.4 坐标变换仿真…………………………………………………………12 3.3 数学模型……………………………………………………………………12 3.3.1 在两相静止坐标系的数学模型………………………………………12 3.3.2 在两相旋转坐标系的数学模型……………………………………13 3.5 本章小结……………………………………………………………………14

第四章 系统硬软件的设计与实现…………………………………………15

4.1 系统结构与主电路设计……………………………………………………15 4.1.1整流电路………………………………………………………………15 4.1.2滤波电路………………………………………………………………16 4.1.3逆变电路………………………………………………………………17 4.2信号采集电路设计…………………………………………………………18 4.3 控制电路设计………………………………………………………………19 4.4 系统软件程序设计…………………………………………………………19 4.5 实验结果……………………………………………………………………20 4.6 本章小结……………………………………………………………………21

第五章 总结与展望……………………………………………………………22

5.1 总结…………………………………………………………………………22 5.2 展望…………………………………………………………………………22

参考文献…………………………………………………………………………23 致谢…………………………………………………………………………………25

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第一章 绪论

1.1论文的研究背景

随着电力电子技术的发展，以及各种新型控制器件和先进控制方法在电机调速系统中的应用，交流电机控制精度得到了极大的提高。为了满足高性能、节能和环保的要求，交流电机调速以其特有的优点，正逐步取代直流调速，在电气传动领域中扮演着重要的角色。

在1970年之前,直流电机调速系统由于满足高性能的传动系统要求而占了主导地位,交流电机只应用在少量的不变速传动系统中，交流电机并未被推广。1970年之后,在电力电子新技术以及微处理器技术的大力发展下,交流调速的相关理论、应用技术发展的很快,逐渐诞生了一些以交流电机稳态模型为前提的控制策略,比如恒定电压频率比(V/F)和转差频率等新的比较先进的控制策略,这使交流电机可以用在一定范围内调速的传动系统中,但是性能还是不如直流传动,在应用范围上有不小限制。但是,交流电机比直流电机有很多的优点,比如说结构简单,运行可靠,效率较高,制造容易，坚固耐用等。如果能用交流电机替代直流电机应用于变速传动系统中,将使传动系统性能得到很大的改善,进而扩大交流传动的应用范围。然而,交流电机动态模型的非线性、强耦合特性使之无法像控制直流电机一样加以控制。为了解决这一问题,在1968年来自Darstmder大学的Hasse博士提出一种全新的理论——矢量控制(Vector Control)理论,这个理论的核心思想是将交流电机通过一系列坐标变换进行解親合,把交流电机的定子电流分解成2个独立分量——转矩电流分量和励磁电流分量,然后分别进行控制就可以使控制交流电机像控制直流电机一样。

1.2国内外变频调速技术的发展现状

目前,很多国家对变频调速技术做了深入的研究并投入了大量的人力物力,其中比较突出的包括德国、意大利、英国、美国、日本和加拿大等国家。这些国家的很多科研机构和学者在这个研究领域的研究工作非常突出,获得了一定的成就，在1980年到1990年这段时期内,欧洲的著名学术期刊——欧洲电力电子会议上就发表过大量高质量学术论文。国际知名公司SIEMENS. Aachen大学研究院、Wleonhard等科研机构和研究学者做出了杰出的贡献,使矢量控制逐渐应用到实际的工程领域中。日本在变频调速的研究领域也做了很多的工作和贡献,日本自1974刊登了Blaschke的译文后,日本的一些大学和研究机构就开始了研究工作并且在1978后申请了很多的专利和公开发表了很多高质量的学术论文。近些年来的变频调速的研究重点在以下几点展开(1)矢量控制在无速度传感器下的应用;(2)矢量控制在大功率场合中应用;(3)电机参数识别和跟踪;在以上3个研究方向上,美国、德国和日本都有一定的研究并且各有优势领域。日

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本的优势在于已经将无速度传感器的矢量控制技术应用到通用变频器上，美国则将神经网络等新的技术应用到参数识别领域,IEEE上有很多相关的学术论文，德国在大功率应用领域有一定优势,著名公司已将其应用到兆瓦级的场合。我国在变频调速和矢量控制领域的研究相对较晚,在1982年和1983年出现了一些相关的学术论文,分别由湖南大学卢骥教授和四川大学刘竞成教授发表。1990年之后,国内掀起了研究变频调速技术的热潮,主要在无速度传感器的矢量控制、电机参数识别与跟踪等相关领域进行深入研究,但是实际工程应用较少,主要是仿真方面的研究工作,在矢量控制在大功率场合中应用领域的研究则很欠缺。

1.3国内外脉宽调制技术的发展现状

目前,在电机控制技术中,脉宽调制技术是一项主流技术。Aschonung和Hstemmler两位学者在1964年把脉宽调制(PWM)技术率先应用到交流电机调速系统中,为后来的正弦脉宽调制技术(SPWM)空间矢量调制技术的应用打下了基础。调制信号从最先由模拟电路来完成,发展到后来用全数字化来实现,脉宽调制技术(PWM)在很多场合中一直都有大量应用,目前仍然是科研人员、工程技术人员和很多学者们的研究热点。SVPWM调制技术一问世就受到人们的高度重视，其独特的矢量调制方式，把电动机与PWM逆变器看为一体，着眼于如何使电动机获得幅值恒定的圆形磁场为目标，他以三相对称正弦电压供电时交流电动机中的理想磁链圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的磁链有效矢量来逼近基准圆；即用多边形来近似逼近圆形，理论分析和实验都表明SVPWM调制具有转矩脉动小，噪音低，直流电压利用率高(比普通的SPWM调制约高15％)等优点。目前己在通用变频器产品中得到了广泛的应用。随着PWM,SPWM,SVPWM的不断发展和实际应用的不断增加,交流传动变频调速系统将向更高性能和更快速的动态响应的趋势发展。

1.4论文的主要研究内容及章节安排

本论文针对小功率三相异步电机的矢量控制调速系统进行研究,论文的章节安排如下：

第一章:绪论，对论文研究背景进行了说明,对论文内容所属领域及相关技术的发展进行了概述。

第二章:交流变频调速，阐述了交流变频调速的基本控制思想,对比了几种控制方式,指出矢量控制方式的优点并选择矢量控制方式作为交流调速系统的控制方案。

第三章:电压空间矢量的仿真研究，介绍了矢量控制理论的原理和矢量控制理论的坐标变换思想,搭建了坐标变换,在不同坐标系下分析了电机数学模型。 第四章:系统硬软件设计与实现，在前3章理论分析和仿真的基础上,对组成系

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统的各模块进行分块设计,在实验平台上作了相关实验,验证了实验平台的实用性。

第五章:总结和展望，对小功率异步电机调速系统的设计工作进行总结,提出需要进一步优化和改善的内容。

1.5本章小结

本章对论文的研究背景进行了说明,对论文内容所涉及领域及相关技术的发展情况进行概述及分析,给出了本文的章节安排。

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第二章 交流变频调速

2.1交流调速的基本控制思想

转矩公式：

nn0(1s)60f1(1s)/n0

(2-1)

式中:S—异步电机转差率:

P—极对数;

N32 N23f1一定子频率;

n0一同步转速;

由式(2-1)的转矩公式可知:如果np不变,则转速n与频率f1是正比例关系,将频率f1连续变化就可以平滑改变转速n,这种调速方式就是变频调速。

2.2交流变频调速的四种控制方式

2.2.1恒压频比(V/F)控制

变频调速控制方式有很多种,最早被提出的是恒压频比(V/F)控制方式,它也是在实际工程中应用最早的一种，其优点是控制结构简单、成本较低，缺点是系统性能不高。在进行异步电机调速的过程中,维持电机磁通的恒定是一个十分重要的因素。式2-2为采用恒压频比控制方式时电机的定子电压和电源频率之间的关系式：

UIrjIf1XfjKf1

(2-2)

式中:U——为定子电压;I——为定子电流;r——为定子电阻; f1——为电源频率;Xf——为定子的漏电抗;K——为定子电势E与主磁通φ的系数的乘积。如果忽略式(2-2)中的第一项定子电流在定子电阻上的压降以及第二项定子的漏电抗上的压降,只要同时控制U和f1,使它们的比为常数,就能保持磁通恒定。从这个意义来说,V/F比恒定也可叫做定磁通调速,此调速方式是一种恒转矩调速控制方式。但是如果要在基频以上进行调速时,因为定子的电压并不能随着频率的

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上升而上升,所以一般需要弱磁运行,这个阶段是恒功率调速。如果我们考虑式(2-2)中的前两项的话,当电机运行于额定条件下时,第一项和第二项的压降较小,U和E (定子感应电势)可以看成近似相等,因此维持U/恒f1定即可。然而若电机运行在低频段,这时的U和E值并不大,不可以忽略式(2-2)中的第一项值,此时,只要提高f1的电压值就相当于补偿了式(2-2)中的第一项的值,从而使主磁通φ恒定。图2-1所示为控制特性图,线2为有补偿时V/F特性,线1为无补偿时V/F特性。

U1 U1n

2 1

f1n

图2-1恒V/F比特性

f1

这种控制方法实现起来简单,改变电压就可以调速,但它是速度开环方式,精度和动态性能不好,而且低速性能差,其原因有两个方面:一方面是电机在低速运行时定子电压和电势近似相等条件己不能满足,所以仍按V/F比恒定控制就不能保持电机磁通恒定,然而电机磁通的减小必然会使电机的电磁转矩减小;另一方面原因是电机运行在低速时逆变器桥臂上、下开关元件的导通时间相对较短,电压下降,而且它们的互锁时间也造成了电压降低,从而引起转矩脉动,在一定条件下这将会引起转速、电流的振荡,严重时会导致变频器不能运行。综上所述,恒压(V/F)频比是开环控制的变频调速方法,不需要速度传感器,控制电路相对简单,但只适合对速度控制精度要求不高或者负载变动小的情况,例如常见的一些水泵和风机等机械,对、于要求较高的变频调速系统并不能满足要求。 2.2.2转差率控制

转差频率控制策略由Yamamura,Nabae等日本科研人员提出的,该方法灵活运用矢量控制的理论方法,通过稳态时电机转差频率来得到电机转子磁场的确切位置,其核心是,当保持定、转子和气隙磁场这3个中的任何一个不变时,转矩Te就主要取决于转差率。当电机正常工作时,转矩会因为暂态电流的出现而出现

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一定的偏差,为了避开转子磁链的实际计算,这种方法通过转子φ的稳态方程式来得到定子电流的d轴分量后,并形成转差控制,把实际测得的转差率加上转速后进行积分来得到定子位置。系统输入实际上是一个误差信号,这个误差信号是给定速度与实测速度之差。一般使用PI调节器,其输出是转差率给定信号,PI调节器的幅值直接决定了整个系统的最大偏差率。但是,它一般应用于低速的系统中,并且控制系统的性能会受到转子参数变化的影响。转差频率矢量控制不需要进行复杂的磁通检测和繁琐的坐标变换，只要在转子磁链大小不变的前提下，通过检测定子电流和转子角速度，经过数学模型的运算就可以间接的磁场定向控制。要提高调速系统的动态性能，主要依靠控制转速的变化率，显然，通过控制转差角频率就能达到控制的目的。转差频率矢量控制就是通过控制转差角频率来控制转速的变化率，从而间接控制电机的转速。 2.2.3直接转矩控制

在直接转矩控制中，电机定子磁链的幅值通过上述电压的矢量控制而保持为额定值，要改变转矩大小，可以通过控制定、转子磁链之间的夹角来实现。而夹角可以通过电压空间矢量的控制来调节。由于转子磁链的转动速度保持不变，因此夹角的调节可以通过调节定子磁链的瞬时转动速度来实现。把逆变器、电机当作一个整体对象来加以控制就是直接转矩控制,逆变器的各种开关组态切换的基础是电机的电磁过程。该方法通过估算定子磁链进行,因为定子磁链只涉及定子电阻,所以可以大大减少对电机参数的依赖性,其突出优点是:结构和方法都比较简单,系统的动静态性能比较好,转矩响应比较快等。但是,这种控制策略也有以下缺点：a、缺少电流闭环,从而给电流饱和控制、保护带来不便;b、这种估算定子磁链的方法一般都是纯积分或者LPF运算,当异步电机的同步转速非常低时,因确切磁链值的估算非常困难直接导致这种方法在低速运行时性能比较差;c、此策略下系统运行时一般伴有大的噪音和转矩脉动。直接转矩控制对转矩和磁链的控制要通过滞环比较器来实现。滞环比较器的运行原理为：当前值与给定值的误差在滞环比较器的容差范围内时，比较器的输出保持不变，一旦超过这个范围，滞环比较器便给出相应的值。 2.2.4矢量控制

目前,矢量控制技术已经逐渐成为变频调速领域中的主流技术,其实际应用也日趋广泛。简而言之,矢量控制是通过对电机进行数学建模并分析得出其电压、电流等数学关系式,利用坐标变换实现对电机的电压、电流信号进行解稱。采用这种控制方式的系统一般被分为2种,即有速度传感器和无速度传感器系统。矢量控制可以通过分别检测、控制转矩电流、磁通来达到实时调速的目的。直流电机的受控变量间没有耦合关系,因此它的磁通、转矩这2个被控变量可以进行独立检测与控制。但是交流电机的受控变量是存在强親合关系的,它的转

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矩、励磁电流合成为1个电流矢量并不能分别被检测与控制。解耦也就是如何将定子电流解親成励磁电流、转矩电流分量,从而可以像控制直流电机一样对其进行分别控制,这就是矢量控制的核心思想。

矢量控制的思想是以转子磁场为定向，通过转子磁场定向的旋转坐标变换实现励磁和转矩的解耦，从而可以达到和直流电机一样的控制效果。转子磁场定向有两种方法：①通过设置观测器估计转子磁场空间角；②通过对转差角频率和转子角频率积分得到转子磁链的空间位置。第二种方法即转差矢量控制的依据。转差矢量控制不必检测磁通，简单易行，受到人们的普遍重视并得到广泛应用。

2.3矢量控制方式

矢量控制是基于磁场定向控制(FOC)的比较复杂的几种调速方式之一。矢量控制方式有很多种,除了前文所说的2种控制方式外,目前在实际工程领域里应用比较多而且比较成熟的还有2种,它们是基于转、定子磁场定向控制。转子磁场定向控制(RFOC)的核心理论是:由于异步电机的转矩Te;与定、转子磁场以及它们的夹角间有联系,所以如果要控制转矩Te就必然要检测到磁链ψ并控制磁通φ。 一般将通过传感器检测得到的定子电流进行d/q坐标系变换计算后分解为——励磁分量id,、转矩分量iq。只要在变频调速时维持转子的磁链ψ不变,即使id等于常数,这时交流调速和直流调速在变频调速的原理上就相同了,也就是说,控制iq等同于控制直流电机的电枢电流从而可以平滑调节交流电机输出Te。可以通过电压方程的轴分量来确切控制转子的φ,通过q轴分量来确切控制电机的Te。正因为它实现了系统的完全解耦合使这种方案在实际工程应用上应用的比其它方案多。定子磁场定向的核心理论是:和转子磁场定向一样需要解耦合来维持定子的磁通不变,即把旋转坐标系下d轴分量放到和定子磁场一致的方向上去,使q轴上的分量为零。只要确保定子磁通为一定值,转矩Te就和q轴的iq,成线性正比例关系,通过控制来控制电机的运行。但是,因为它需要把电流进行解耦,所以需要制作电流解耦器来解决这一问题。前文所述的是目前比较成熟、应用也较多的几种控制策略,各有优缺点,其中转子磁场定向控制策略具有以下优点:1)实现系统变量的完全解耦合,不需要再作解耦器;2)控制的具体实施方法相对比较简单,整个控制的性能和精度都相对比较好。所以,本文最后确定了基于转子磁场定向的SVPWM控制方法来作为系统的控制方案。

2.4本章小结

本章介绍了变频调速的基本控制思想,阐述和对比了几种控制策略,给出了转子磁场定向控制策略的优越性,确定以基于转子磁场定向的SVPWM控制方法作为本文系统的控制方案。

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第三章 电压空间矢量仿真研究

3.1矢量控制理论

1970年以后,通过一些学者和科研人员的研究以及实际应用,使得矢量控制从理论提出到工程实际应用逐渐地发展成一套比较成熟的体系。它将检测得来的定子电流进行坐标的d/q系变换计算后分解为励磁分量和转矩分量实现对交流异步电机的解耦合,使控制交流异步电机可以近似地像控制直流电机一样。在很大程度上降低了系统控制难度并使控制效果有了很大提高。随着这种矢量控制策略的不断发展和实际应用,使之成为控制异步电机的一种重要控制方法。矢量控制利用坐标变换思想把3个定子交流电流变换和分解成空间上互相垂直的d/q坐标系下的2个电流分量,即励磁电流id和转矩电流iq在变频调速的过程中维持励磁分量id,不变,也就是使磁通φd不变,经过这样的坐标变换使实现了解親后的交流异步电机控制与直流电机控制原理相同,只要能确切地控制好转矩电流iq就能控制好电磁转矩Te。

3.2 坐标变换

已步电动机三相原始动态模型相当复杂，简化的基本方法就是坐标变换。异步电动机数学模型之所以复杂，关键是因为有一个复杂的电感矩阵和转矩方程，它们体现了异步电动机的电磁耦合和能量转换的复杂关系。要简化数学模型，须从电磁耦合关系入手。 3.2.1坐标变换的基本思路

不同坐标系中电动机模型等效的原则是：在不同坐标下绕组所产生的合成磁动势相等。三相变量中只有两相为独立变量，完全可以也应该消去一相。所以，三相绕组可以用相互独立的两相正交对称绕组等效代替，等效的原则是产生的磁动势相等。两相绕组，通以两相平衡交流电流，也能产生旋转磁动势。当三相绕组和两相绕组产生的旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为两相绕组与三相绕组等效，这就是3/2变换。两个匝数相等相互正交的绕组d、q，分别通以直流电流，产生合成磁动势F，其位置相对于绕组来说是固定的。如果人为地让包含两个绕组在内的铁心以同步转速旋转，磁动势F自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。如果旋转磁动势的大小和转速与固定的交流绕组产生的旋转磁动势相等，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。 3.2.2三相-两相变换（3S/2S变换）

三相绕组A、B、C和两相绕组之间的变换，称作三相坐标系和两相正交坐标系间的变换，简称3S/2S变换。

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β ω1 N2i O Ni3A N3iC B N3iBFO/3 /3  A N2i C 图3-1 三相坐标系和两相正交坐标系中的磁动势矢量

ABC和两个坐标系中的磁动势矢量，将两个坐标系原点重合，并使A轴和错误!未找到引用源。轴重合。按照磁动势相等的等效原则，三相合成磁动势与两相合成磁动势相等，故两套绕组磁动势在αβ轴上的投影应相等，因此

11N2iN3iAN3iBcosN3iCcosN3(iAiBiC)

332211N2iN3iAN3iBcosN3iCcosN3(iAiBiC)3322

（3-1）

写成矩阵形式

C2s/2rcossin sincos

（3-2） 按照变换前后总功率不变，匝数比为

N2iN3iBsin3N3iCsin33N3(iBiC) 2（3-3）

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则三相坐标系变换到两相正交坐标系的变换矩阵 :

1122C333202三相-两相变换（3/2变换）

12 32 （3-4）

两相正交坐标系变换到三相坐标系（简称2/3变换）的变换矩阵:

1122C3332021232

（3-5）

3.2.3 静止两相-旋转正交变换（2s/2r变换）

从静止两相正交坐标系αβ到旋转正交坐标系dq的变换，称作静止两相-旋转正交变换，简称2s/2r变换，其中s表示静止，r表示旋转，变换的原则同样是产生的磁动势相等。

β q N2i F d ω1 N2iq N2id O N2i 图3-2 静止两相正交坐标系和旋转正交坐标系中的磁动势矢量旋转正交变

idcossiniiiiC2s/2risincos q（3-6）

静止两相正交坐标系到旋转正交坐标系的变换阵

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cosC2s/2rsinsin cos

（2-7）

旋转正交坐标系到静止两相正交坐标系的变换阵 :

cossinC() r   2s /2sincos定子旋转变换阵: C)cos(sin( 2 s /2 r(   sin(    cos(     转子旋转变换阵 :

Ccos(sin(2s/2r()sin(cos( 电压方程:

usdRs000isdsdusq00Rs0urd00Rr01sqisqidsq1sd rddtrd(1)rqurq000Rrirqrq(1)rd 磁链方程:

sdLs0Lm0sqLisds0Lmi0rdLm0Lr0sqi rdrq0Lm0Lirrq 转矩方程:

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(3-8)

3-14）

（3-9）

3-10）

3-11）

（

（ （ 武汉大学珞珈学院本科毕业论文

TenpLm(isqirdisdirq)

（3-12）

旋转变换是用旋转的绕组代替原来静止的定子绕组，并使等效的转子绕组与等效的定子绕组重合，且保持严格同步，等效后定、转子绕组间不存在相对运动。旋转正交坐标系中的磁链方程和转矩方程与静止两相正交坐标系中相同，仅下标发生变化。从表面上看来，旋转正交坐标系中的数学模型还不如静止两相正交坐标系的简单，实际上旋转正交坐标系的优点在于增加了一个输入量ω1，提高了系统控制的自由度。 3.2.4坐标变换仿真

如前文所述,通过一系列的变换可以把异步电机的数学模型进行很大程度的简化,这使得坐标变换思想成为了矢量控制的核心理论之一。在进行异步电动机仿真时，以错误!未找到引用源。为状态变量的dq坐标系中的状态方程为内核，在外围加上坐标变换和状态变换，就可得到在dq坐标系下的仿真结果。 仿真原理图如图所示：

3-phase abc Programmable Spcurce W1x abc dq0 314 sin-cos a-b sin1 sin 3s/2s × cos Product 1 cos1 3S/2S 3S/2r 图3-3 3S/2S和3S/2r模型变换

Wxabc 0 sin sin × cos Product cos abc dq0 sin-cos d-q 3s/2s t Clock 3.3数学模型

异步电机的数学模型是强耦合、非线性的模型,比较复杂,为了能对异步电机实现用矢量控制,在研究模型时做以下假设:

a)绕组之间差120度,对称分布,气隙磁通的密度正弦分布,不考虑磁场的所有的高次谐波; b)电阻、漏感设为常数;

c)不考虑铁心损耗、磁饱和的影响;

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3.3.1在两相静止坐标系的数学模型

三相异步电机的数学模型经3s／2s变换后在两相静止坐标系α—β上的数学模型为：

1．电压方程

0Lmp0isusRsLspui0RLp0LpssmssurLmpLmRrLrpLrir uLmpLrRrLrprLmir（3-13）

2．磁链方程

sLss0rLmr03．转矩方程

0Ls0LmLm0Lr00isiLms 0irLrir（3-14）

TenpLm(isirisir)

（3-15）

4．运动方程

TeT1Jd Pndt（3-16）

式中：

Ls Lr —定子、转子—相的自感； Rs Rr —定子、转子—相的电阻； Lm—定转子绕组的互感； ω—转子角频率。

3．3．2在两相旋转坐标系的数学模型

设坐标轴dq的旋转速度等于定子频率的同步角转速ω1，而转子的转速为ω，则dq轴相对于转子的角转速为ωs=ω1一ω，即为转差。将三相异步电机在αβ坐标系上的数学模型经2s／2r变换后，得到在两相同步旋转坐标系d—q上的数学模型为：

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1．电压方程

Lmp1LmisdusdRsLsp1LsuiLRLpLLpss1mmsq1ssqurdLmpsLmRrLrpsLrird uLmpsLrRrLrprqsLmirq（3-17）

2．磁链方程

sdLssq0rdLmrq03．转矩方程

0Ls0LmLm0Lr00isdiLmsq 0irdLrirq（3-18）

TenpLm(isqirdisdirq)

（3-19）

4．运动方程

TeT1Jd Pndt（3-20）

3.5本章小结

本章首先从异步电机的物理模型出发，通过抽象假设给出了理想的异步电机原始数学模型；然后，详述了坐标变换方法，包括从三相到两相的静止坐标变换和从两相静止到两相旋转坐标的变换；最后，通过坐标变换将异步电机原始数学模型变换成便于控制的在不同坐标系的简化数学模型。为将异步电机作为一个系统来控制提供了理论依据。

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第四章 系统硬软件的设计与实现

4.1系统结构与主电路设计

系统结构由主电路、信号采集电路、控制电路等模块组成。主电路部分原

理如图4—1所示，由整流电路、滤波电路、逆变电路和缓冲吸收电路组成。主电路部分功能是完成系统电能的转换和传递，它的设计好坏关系到整个系统的稳定性。本系统被控电机参数为：额定功率PN=900W，额定电VN=380V，额定电流IN =2.37A，额定频率FN=50HZ。下面详细介绍各部分电路原理及元件参数。

R R1

Q1 C1 R2 AC220V C2 Q4 Q2 Q3 C3 M C4 C5 Q5 Q6 4-1主电路图

4.1.1整流电路

整流电路是把交流电变换为直流电的电路。整流电路因变频器输出功率大小不同而不同。一般情况下，小功率的输入电源多用220V，整流电路用单相全波整流桥；大功率的输入电源用三相380V，整流电路为三相桥式全波整流电路。本课题所用电机为900W，属于小功率范围，因此采用220V单相整流桥整流。

整流桥由四个整流二极管组成，如图4—2。通过整流二极管的峰值电流为：

Im22IN222.376.7A

（4-1）

流过二极管电流有效值为：

118021IDId(t)Im4.72A m36002（4-2）

二极管的电流定额为：

In(23)ID9.4414.16A

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（4-3）

考虑滤波电容充电电容的影响，要留有更大的电流裕量， 选用IN =20A。整流二极管的电压定额：

Un(23)Um(23)2220622933V

（4-4）

需选用Un=1000V。因此我们可以选用的单相整流桥规格为20A、1000V。 4.1.2滤波电路

经典滤波的概念，是根据富立叶分析和变换提出的一个工程概念。根据高等数学理论，任何一个满足一定条件的信号，都可以被看成是由无限个正弦波叠加而成。换句话说，就是工程信号是不同频率的正弦波线性叠加而成的，组成信号的不同频率的正弦波叫做信号的频率成分或叫做谐波成分。只允许一定频率范围内的信号成分正常通过，而阻止另一部分频率成分通过的电路，叫做经典滤波器或滤波电路。

交流电经过整流桥整流以后输出的电压是脉动的，另外，由于逆变部分产生脉动电流及负载的变化都使直流电压产生脉动，为了得到平滑的直流电，必须在整流输出端加滤波电路。通常是在整流输出端并入大电容。滤波电容不仅能够滤除整流输出的电压纹波，还在整流电路与逆变电器之间起去藕作用，以消除相互干扰，这就给作为感性负载的电机提供必要的无功功率，起到一定的储能作用。

在加入滤波电容之前，单相整流桥输出平均电压为：

UD32UN32220297(V)

（4-5）

加上滤波电容之后，UD的最高电压可达到交流线电压的峰值：

UDm2UN2220311(V)

(4-6)

假设输入电压的波动范围是220V～240V，电源功率因数为0．9，那么每一个周期内电容吸收的能量为：

EPOUT122Cm(UPKUmin) nf2 XVI

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(4-7)

式中POUT为电机输出功率，UPK为峰值电压，Umin为最小交流输入电压。考虑到纹波的需要，最小输入电压至少应该在200V以上，所以有：

Cm2POUT2900705F 22nf(UPKUmin)0.950(31122002)(4-8)

滤波电容理论上越大越好，一般采用大容量耐压滤波电解电容，在此我们选择两个1000uF，400V的电容C1、C2串联进行滤波，等效为一个耐压800V的1000uF 的电容。并联在电容两边的电阻R1、R2为均衡电阻，由于每个电容的参数不完全相同，此均衡电阻使串联的电容分压相同，同时在电源关断时给电容提供放电回路。这里我们选择阻值为47KΩ的电阻。 4.1.3逆变电路

将直流电转换为交流电的过程称为逆变。完成逆变功能的装置叫做逆变器，它是变频器的主要组成部分。 1. 智能功率模块 IPM

逆变电路的功率器件采用目前最先进的智能功率模块IPM(Intelligent Powr Module)，IPM不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU或DSP作中断处理。IPM一般使用IGBT作为功率开关元件，并内藏电流传感器及驱动电路的集成结构。IGBT是压控器件，栅极输入阻抗高，所需要驱动功率小，驱动较为容易。但必须注意，IGBT的特性与栅极驱动条件密切相关，随驱动条件的变化而变化。

2. IPM的选用

IPM在选用时，首先是根据变频装置的容量(电动机的额定功率)，同时也要考虑供电电源容量，确定其额定值和最大值，然后选择具体型号。选型时，有两个主要方面需要权衡。

第一：根据IPM的过流值以确定峰值电流。峰值电流基于变频器和电机工作的效率、功率因数、最大负载和电流脉动而设定的。电机电流最大峰值可由下式计算：

IC(max)POL2 nF3VAC（4-9）

式中：P=电机功率(W)； OL =变频器最大过载系数； λ=电流脉动因数；

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η=变颡器的效率；

ψF =功率因数；异步电动机的数学模型 VAC =交流线电压(V)。

第二：适当的热设计以保证结温峰值永远小于最大结温额定值，使基扳的温度永远低于过热动作数值。

下表是根据电机峰值电流而给出的交流220V电机推荐使用的IPM类型及其功能简介。

表4—1 IPM选型及功能简介 额定IC(IP可用IPM内置功能（内含驱动电路，功率峰M电流 型号 高压转换电路） (AC220) 值)(A) 0.4K6.4 10 Ps21563 内置6单元3相输出，过W 流保护，欠压保护。 0.7510.15 Ps21564 内置6单元3相输出，过KW 7 流保护，欠压保护。 1.5K17 20 Ps21865 内置6单元3相输出，过W 流保护，欠压保护。 2.2K23.30 Ps21867 内置6单元3相输出，过W 3 流保护，欠压保护。 3.7K36 50 Ps21869 内置6单元3相输出，过W 流保护，欠压保护。 5.5K51 75 PM75RLA06内置7单元(含制动)3相W 0 输出：短路，过流，过温，欠压保护。 7.5K70 75 PM75RLA06内置7单元(含制动)3相W 0 输出：短路，过流，过温，欠压保护。 11KW 98 10PM100RLA0内置7单元(含制动)3相0 60 输出：短路，过流，过温，欠压保护。 15KW 129 15PM150RLA0内置7单元(含制动)3相0 60 输出：短路，过流，过温，欠压保护。 18.5161 20PM200CLA0内置6单元3相输出：短KW 0 60 路，过流，过温，欠压保护。 22KW 191 20PM200CLA0内置6单元3相输出：短0 60 路，过流，过温，欠压保护。 30KW 244 30PM300CLA0内置6单元3相输出：短0 60 路，过流，过温，欠压保护。 37KW 308 40PM400CLA0内置6单元3相输出：短

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路，过流，过温，欠压保护。 45KW 371 40PM400CLA0内置6单元3相输出：短0 60 路，过流，过温，欠压保护。 55KW 456 60PM600CLA0内置6单元3相输出：短0 60 路，过流，过温，欠压保护。 本课题采用的交流异步电机功率为900w，因此可以选用智能功率模块 ps21865。

0 60 4.2信号采集电路设计

在交流电机变频调速系统中，要把直流母线电压、相电压、相电流等信号采集到DSP中，实现用低压数字器件去测量控制高电压、强电流等模拟量，如果模拟量与数字量之间没有电气隔离，那么，高压强电流很容易串入低压数字电路中，将器件烧毁。本系统采用结构简单、性价比较高的模拟光隔离法进行光隔，选用Agilent公司的高线性度模拟光耦器件HCNR200对模拟量和数字量进行隔离，隔离电压峰值达8000V，输出跟随输入变化，线性度达0．01％。

4.3控制电路设计

控制电路是为变频器的主电路提供通断信号的电路，其主要任务是完成对逆变器开关元件的开关控制。控制方式有模拟控制和数字控制两种。本系统控制电路主要由以TMS320LF2407A为核心的DSP最小系统，外加各种通信及控制电路接口组成。TMS320系列DSP的体系结构是专为实时信号处理而设计，该系列DSP控制器将实时处理能力和控制器外设功能集于一身，是控制电路的理想控制器。

4.4系统软件程序设计

主要程序为闭环主程序、SPWM中断处理子程序和5ms定时中断子程序．主程序分为初始化、参数修改、刷新SPWM给定值等几个模块；SPWM中断处理子程序中先根据人口参数计算三相脉宽．然后进三相脉宽值到三个输出比较器准备下一次中断；5ms中断子程序则根据当前转速给定与转速反馈值计算出新的SPWM 给定值及转向，以供CPU 输出对应的SPWM 波形．为了提高系统稳定性，仅在停车时方可修改各参数，开车状态时该功能自动失效．转速调节采用模糊控制并结合PI算法在低速情况下可获得良好的动静态特性．

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中断开中断开始 始 计算三相脉 冲 算出新的 SPWM的给定 送三相脉冲值到值 三个输出比较器 准备下一次中断 中断返中断返回

SPWM中断 5ms定时中断

开始 给定 初始 刷新转速给 定 修改 参数改 新旧SPWM 给定值有变 化 读给定转向 设SPWM输出中断，设RELOAD修改SPWM给定值输出新 寄存器，设死区时间寄存器 转向 开中断 启动 闭环主程序

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系统软件框图

4.5实验结果

图 一所示的SVPWM波形共有6路,它们3路桥臂相位相互差120度,并且每个桥臂的上、下桥臂是带死区互补输出的。

电压(V)时间(t/s)

图一

图二的波形是将DSP输出的6路信号送到驱动板模块后,经过光耦后再送给功率模块的驱动信号。

电压(V)时间(t/s)

图二

4.6 本章小结

本章主要介绍了异步电机变频调试系统的硬件电路设计；详述了以功率器件 IPM为核心的主电路及其外围接口、保护电路设计；设计了DSP最小系统电路及其外围接口电路。各部分电路都给出了详细的原理图。以及变频调速系统的软件设计方法，给出了程序流程图；简要介绍了CCS集成开发环境；详述了在CCS开发环境下设计程序的方法和过程；给出了比较关键的命令文件和中断向量文件的配置程序代码。

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第五章 总结与展望

5.1 总结

三相异步电机的变频调速系统有调速范围、控制难度、精度、可靠性等方面的要求。本文通过在查阅国内外相关论文和文献资料的基础上,着重研究了目前在实际工程领域里应用比较成熟的矢量控制的相关内容。本论文主要进行了以下几点研究:(D基于异步电机的数学模型,对其电磁关系进行了分析,建立了不同坐标系下的数学模型,指出其多变量与强耦合的非线性特点。(2) 在分析矢量控制技术优点的基础上,用Matlab/Simulink搭建了仿真模型,进行了电压空间矢量控制的仿真验证。(3)设计了小功率异步电机的调速系统,用TMS320F2808作为控制主芯片,PM50CXL^M模块作为功率模块,搭建了矢量控制系统的硬件平台,进行了相关实验,验证了实验平台的实用性。

5.2 展望

由于经验的欠缺和吋间的限制,本文所设计的系统的实际实验结果虽然符合理论分析,但是和理想的变频调速系统在性能上还存在一定的差异。为了改善和优化本文设计的系统,对于该实验系统今后将继续进行以下几个方面的研究:1、硬件的相关保护、散热和可靠性设计;2、系统软、硬件的优化,提高可靠性;3、本文设计的系统由于对系统的强、弱电有上电顺序的要求,可以单独设计一个控制上电顺序的模块取代本文设计系统的3个插座开关,减小系统体积。4、对实验系统进行封装,可以利用单片机等控制芯片设计系统的控制面板,便于通过控制面板对系统进行实时操作和各参数、波形的观察。

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致谢

载论文完成之际,对我的导师肖老师表示衷心的感谢,在本人在珞珈学院三年多的学习和生活中都给予了精心的指导和巨大的帮助。肖老师严谨的科学研究态度,刻苦的钻研精神,渊博的知识视野,是非常值得我敬佩并努力学习的,一定会对我以后的工作和生活带来很大促进和影响,在此我仅表达对肖老师最真诚的谢意和祝福,祝福肖老师一切顺利。

指导教师签名： 年 月 日

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