一种应用于LDO的CMOS误差放大器设计(1)

微电子学与计算机2007年第24卷第4期一种应用于LDO的CMOS误差放大器设计王进军,田泽,蒋敏,王玲玲,杨智峰,詹科(西北大学信息科学与技术学院,陕西西安710069)摘要:采用0.6!m标准CMOS工艺,设计并实现了可作为LDO内部误差放大器使用的一种宽工作电压范围单电源CMOS误差放大器,该误差放大器具有较大的工作电压范围(2.5V～6.5V),而且对工艺参数不敏感,尤其对温度。模拟结果表明:在2.5V～6.5V工作电压范围内,共模输入范围为0.7V～1.465V,差模输入范围为±2.5VT,开环电压增益为AV≈75dB,相位裕度!≈65°,单位增益带宽GB≈9.4MHz,共模拟制比CMRR≈74dB,电源拟制比SPRR≈97.5dB,转换速率Sr≈18V/!s。关键词:误差放大器;弥勒补偿;共模拟制比;电源拟制比;转换速率中图分类号:TN4文献标识码:A文章编号:1000-7180(2007)04-0216-04Design of a CMOS Error Amplifier Uesd in LDOWANG Jin-jun,TIAN Ze,JIANG Min,WANG Ling-ling,YANG Zhi-feng,ZHAN Ke(College of Information Science and Technology,Northwest University,Xi′an 710069,China)Abstract:Using 0.6!m standard process designed and realized A Error Amplifier,which can be used an internal ErrorAmplifier in LDO.This Error Amplifier can opeate under a wide range of power supply from 2.5V to 6.5V andinsensitive to process variatin,especilly for temprature.Simulation results indicated:under the power supply of 2.5V～6.5V,the common input voltage is 0.7V～1.465V,the diference input voltage is±2.5VT,open-loop voltage gain is about75dB,phase margin is about 65°,unity gain bandwidth is about 9.4MHz,common mode rejection ratio is about 74dB,power supply rejection ratio is about 97.5dB,slew rate is about 18V/!s.Key words:error amplifier;nested miller compensation;common mode rejection ratio;power supply rejection ration;slew rate收稿日期:2006-03-311引言近年来,随着SOC技术的发展,越来越多的功能模块被集成到了芯片内部[1]。芯片功能的增加,也加大了芯片的功耗[2]。此外每个功能模块都需要专门的稳压器供电,因此,在SOC模拟集成电路的设计中广泛采用多电源和动态电源技术进行系统功耗管理,以达到在保证系统性能的前提下降低功耗的目标。LDO线性降压变换器是一种

常用的电源管理电路,在电路级它采用脉冲宽度调制(PWM)技术进行系统功耗管理,这就要求PWM芯片可以工作在比较宽的电源电压范围内[3,4]。在LDO线性降压变换器的设计中,误差放大器的设计是一个重要的环节,误差放大的性能直接决定了整个LDO线性降压变换器的性能[5,6]。文中设计的误差运算放大器采用0.6!m标准CMOS工艺和两级拓扑结构,对精密温度补偿基准电压(VREF)和LDO输出电压进行比较,放大器输出正比于基准电压和输出电压的差值,用于控制后级电路。该放大器在满足性能要求的前提下可以在2.5V～6.5V的电压范围内工作,功耗低,对工艺参数变化不敏感。2误差放大器的设计与实现在误差放大器的设计和实现过程中考虑到电路功耗的要求和宽工作电压的应用背景,采用单电源两级电压放大器的拓扑结构,如图1所示。2.1第一级放大器Gm1这部分电路对稳压器输出反馈电压和基准电压的差模信号进行放大,M3、M4是差分输入对管,M1、M2是负载,放大倍数AV约为1,电阻R1和R2用于增大放大区线性范围。放大输出级采用电流放大结构,由M6、M7

、

M8

、

M9

组

成

,电

流

放

大

比

例

为

3:1,

即

(WM7/LM7):(WM2/LM2):(WM6/LM6):(WM1/LM1)=3:1,在是基于对GBW、Phase Margin及Noise特性的折中考虑而确定的。由于输入端电压较低,在2162007年第24卷第4期微电子学与计算机1.3V左右,M3、M4管容易工作在线性区,影响第一级的放大和失调,所以电路里使用Q1,Q2将输入信号先提升一个PN结电压(2.0V左右),然后才送给M3,M4放大,以减小失调电压小。偏置电路由M12、M13、M14、M15、M16、M17、R3构成,偏置电流I0约等于I3的2倍,它由基准、NMOS的阈值电压和电阻R3决定;M5和M14的源端接输出LOUT,所以误差放大器必须等到输出启动达到一定值(2V左右),才开始工作。2.2动态频率补偿电路（放大器Gm1的负载电路）稳压器动态频率补偿电路采用MOS开关管的开关电阻、寄生电容构成电阻电容网络,通过采样负载电流而改变MOS开关管的工作点和工作状态,即改变开关电阻、寄生电容的值,来实现动态的频率补偿,这样LDO稳压器的UGF(Unity GainFrequency)基本不随负载变化,能在所有负载范围内稳定工作,该部分由M18、M20、C2组成,既是稳压器的频率补偿电路,又是放大器Gm1的负载电路,用M18产生较大的寄生电容。2.3第二级放大器Gm2为了提高误差放大器的开环增益,减小

误差放大器的输出阻抗,增大带宽,增加了第二级放大器Gm2。第二级放大器Gm2是一个反相放大器,由M23和M24组成,宽长比很大,M20与M24的比例由误差放大器开环低频增益决定。另外M23和M24可实现Rail-to-Rail输出来控制调整管的栅极。2.4 NestedMiller Compensation误差放大器和调整管组成的环路采用“NestedMiller Compensation”,如图1所示。电容C1跨接在两级放大器之间,反馈取自稳压器输出,以提高电路的PSRR。2.5频率补偿控制电路该部分电路由M21和M22组成,M21和M22构成了镜像电流源,这里设计为

1:5

关系,所以控制

M18,M19

栅电压可表示为

VGM18,19=VLIN!-VSG22=VLIN!-2ID21μpCOX(WL)M22!-VTHP≈VLIN!-2IS5μpCOX(WL)M22!-VTHP(1)由上式可看出VGM18,19和IS的关系,VGM18,19随IL变化,从而实现误差放大器内部的RC动态补偿网络随负载电流变化目的。3性能分析与器件尺寸设计3.1偏置电流在图1中,电流I3主要由管子M17、基准电压及电阻R3决定。I3=VREF-VGS17R3=K′2WM17LM17(VGS17-VTH)2(2)由基准为1.23V、电阻R3为170k!、宽长比为5、阈值VTH为0.8V可算出I3约为2μA。为了减小静态电流,则要求I1,I2要比I3小,I0=4I1=4I2=2I3≈4\"A。静态电流为:IQAMP=I1+I2+I3+I0+3I0+1.5I0=13I3,由于I3受阈值电压和电阻影响大,所以静态电流随温度和工艺漂移影响较大。217微电子学与计算机2007年第24卷第4期3.2共模输入电压范围最大共模输入电压为:VIC(max)=VLOUT!-VSDM5(sat)-12I0*R1-VGSM3,当共模输入电压最大时,M3导通,由于I3很小,所以VGSM3≈VTH,而VLOUT=2.5V,所以得VIC(max)=2.5-VSDM5(sat)-VTH,可以看出最大共模输入电压与VTH有关,而基准电压在1.23V左右,最大共模输入电压必须大于1.23V。最小共模输入电压VIC(min)为VIC(min)>VTHM16=VTHN。3.3误差放大器的输出范围最大输出电压VOUT(max)为VOUT(max)=VDD-VSDM5(sat)≈VDD。最小输出电压VOUT(min)为VOUT(min)=VSDM23(sat)≈0。 3.4频率补偿后电路的零极点分布(1)当稳压器处于轻负载工作时,ILS电压较低,使M18截止,这样,CGD很小,RON18很大,CGB≈WLCOX,这种情况下产生的补偿零点为fZ=12!RILSCGB。当负载电流变化时,ILS电压变化,该处的电阻也变化,即RILS跟随负载变化。比如负载电流增大,负载极点fp(fp≈

\"ILOAD2!CO)增大,而ILS电压升高,RILS减小,所以fZ增大,于是负载极点与补偿的零点同时增大,理论上符合动态补偿要求。(2)当稳压器处于大负载工作时,ILS电压高,使M18处于线性区工作,1/SC2相对于1/SCGD、R2及R3较大,此时CGS=CGD=WL2COX+WCOV≈WL2COX=C,

计

算

阻

抗

Z

可

得

Z=RON18RILSC2S2+(RON18+2RILS)CS+1RON18C2S2+2CS,于是两个零点为fZ1=(RON18+2RILS)-R2ON18+4R2ILS\"4!RON18RILSC(主)fZ2=(RON18+2RILS)-R2ON18+4R2ILS\"4!RON18RILSC(次)(3)式(3)表明了零点Z1是补偿作用的,如果负载电流增大时,而ILS电压降低,RC减小,RON18(RON18=1#PCOXWL(VGSM273-VTH))减小,所以fZ1增大,于是负载极点与补偿的零点同时增大,理论上也符合动态补偿要求。实际上,通过计算得到RC和RON分别为:RC≈3.38×104\"IL,RON18≈1.6×1044.2 \"IL-0.8,其中IL是负载电流。 4电路仿真本电路采用0.6$m标准CMOS工艺设计,按照前面的分析,器件尺寸如图1中所示,在电阻和电容并联的负载情况下,对电路的直流、交流和瞬态特性进行了模拟,模拟的结果如图2~图4所示。CMRR仿真结果如图5~7所示。 5结束语采用0.6μm标准CMOS工艺,设计并实现了可作为LDO线性降压变换器芯片内部误差放大器使用的一种宽工作电压范围单电源CMOS误差放大器,该误差放大器具有较大的工作电压范围(2.5V～6.5V),而且对工艺参数不敏感,尤其对温度。模拟结2182007年第24卷第4期微电子学与计算机数据传输给整车制造商的ERP系统,方便整车制造商的零件采购、财务结算等。在系统的继续研发中,考虑使用RFID代替条形码的打印和扫描,这样可极大限度地解放条形码扫描的人力物力,提高扫描效率、准确性和稳定性。参考文献：[1]Bruce Eckel.Java编程思想(第3版)[M].北京:机械工业出版社,2005[2]王伟峰,刘晓东,刘国荣,等.使用Java字节码实现动态组件[J].微电子学与计算机,2006,23(3):1~3[3]李少春,蒋泽军,王丽芳.J2EE环境下基于LDAP的访问控制的设计与集成[J].微电子学与计算机,2005,22(3):118~121作者简介:张成姝女,(1973-),硕士,讲师。研究方向为计算机应用。果表明:在2.5V～6.5V工作电压范围内,共模输入范围为0.7V～1.465V,差模输入范围为±2.5,开环电压增益为Av≈75dB,相位裕度!≈65°,单位增益带宽GB≈9.4MHz,共模拟制比CMRR≈74dB,电源拟制比SPRR≈97.5dB,转

换速率Sr≈18V/μs。参考文献:[1]毕查德.拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿,译.西安:西安交通大学出版社,2003:376~378[2]Allen P E,Douglas R H.CMOS Analog Circuit

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operation.Performance[R].Texas Instruments Appli-cation Report,2004:16~20作者简介:王进军男,(1981-),硕士学位。研究方向为集成电路CAD与超大规模集成电路设计。\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"(上接第215页)219