高转换速率恒定跨导轨对轨运算放大器的设计

J.HuazhongUniv.ofSci.&Tech.(NaturalScienceEdition)Vol.38No.3　Mar.　2010

高转换速率恒定跨导轨对轨运算放大器的设计

王松林　陈　雷　叶　强　张树春

(西安电子科技大学机电工程学院,陕西西安710071)

摘要:基于台积电(TSMC)0.6μmCMOS(互补金属氧化物半导体)工艺设计了一款恒定跨导轨对轨输入/输出运算放大器.不同于传统的实现恒定跨导的技术,在电路设计实现上通过一个简单的检测电路,使互补差分对在整个共模输入电压变化范围内交替工作,实现了跨导恒定.同时为了得到较高的转换速率,加入了转换速率增强结构,使转换速率高达116V/μs.在Hspice仿真平台下,对运算放大器进行了模拟仿真,同时经投片验证,结果表明该轨对轨运算放大器具有良好的性能,静态功耗小于1.5mW.

关　键　词:运算放大器;互补金属氧化物半导体(CMOS);恒定跨导;转换速率增强结构;静态功耗中图分类号:TN722　　文献标识码:A　　文章编号:167124512(2010)0320080204Ahighslewrateoperationalamplifierwithconstant

transconductancerail2to2rail

WangSonglin　ChenLei　YeQiang　ZhangShuchun

(SchoolofMechano2ElectronicEngineering,XidianUniversity,Xi′an710071,China)

Abstract:Aconstanttransconductancerail2to2railoperationalamplifierispresentedbasedonTSMC

0.6μmCMOS(complementarymetaloxidesemiconductor)process.Beingdifferentfromtraditionalconstanttransconductancemethods,anovelcircuitdevelopedcanmakedifferentialinputpairsworkal2ternatelythroughasimpledetectingcircuit,andthetransconductanceofinputstagescankeepscon2stantoverthewholecommon2modevoltageinputrange.AclassABcontrolcircuitisusedintheout2putstagetoeliminatecrossoverdistortionandreducequiescentcurrent.Thehighslewrate,upto116V/μs,intheoperationalamplifiercouldbeaccomplisehedbyslewrateenhancementstructure.ThiscircuitissimulatedbyHspiceandfabricatedsimultaneously.Theresultsindicatestheoperationalam2plifierworkswellandeffectivelywithaconsumedlessthan1.5mW.

Keywords:operationalamplifier;complementarymetaloxidesemiconductor(CMOS);constanttrans2

conductance;slewrateenhancementstructure;staticpowerconsumption

　　随着集成电路的发展,MOS管特征尺寸不断缩小,电源电压不断下降,低工作电压虽然可以降低功耗,但是MOS管的阈值电压并不能随特征尺寸的缩小而线性缩小,使运算放大器的动态工作范围受到极大限制,这就要求运算放大器[1,2]具有轨对轨的输入/输出能力[3].但是轨对轨的输入往往会使跨导在整个共模范围内不恒定,带来稳定性问题,这就需要保证跨导在整个共模输入范围内保持恒定[4].针对该问题本研究提出一种

收稿日期:2009209214.

新的恒定跨导技术,通过一个简单的检测电路,使跨导相等的互补差分输入对管交替工作,实现了跨导在整个共模电压变化范围内基本保持不变.同时加入了转换速率增强结构[5～7],使得运算放大器的转换速率高达116V/μs.

1　恒定跨导电路

有多种方法可以实现恒定跨导,最常见的是

作者简介:王松林(19622),男,教授,E2mail:Slwang@mail.xidian.edu.cn.基金项目:国家自然科学基金资助项目(60876023).

第3期　　王松林等:高转换速率恒定跨导轨对轨运算放大器的设计　　　・81・

利用电流补偿实现跨导恒定[8],这种方法的缺点是过分依赖于理想的平方律模型,当MOS管工作在强反型层和弱反型层时不能通用.另一方法是最大/最小电流选择法[9],这种方法是在输入共模电压范围内只取跨导最大的差分对,其缺点是电路设计相对复杂,并且电路工作时跨导较小的差分对也在工作,只是没有将其变化的信号电流输出去,因此浪费了一部分能量.图1为本文设计的恒定跨导电路.输入互补差分对由MN1和MN2,MP1和MP2组成.MN4和MP4、基准电流源Iref、电阻RN1,RN2和RP1-RP2以及门电路开关SW1和SW2共同组成恒定跨导电路的检测电路.电路工作原理为:当输入共模电压比较低时,只有PMOS差分对工作,则输入级总跨导Gm.tot=Gmp(差分对跨导).随着输入共模电平VCM的上升,MP3的源漏电压VSDMP3减小,一旦VCM≥Vref2时,MP4导通,MP4的漏端输出高电平使开关SW2闭合,NMOS差分对开始工作,此时由于共VGSMN4,VSGP1,2≈VSGMP4,近似认为Vref1≈IrefRN2,Vref2≈VDD-IrefRP2,并且Vref1≤Vref2,此外Vref1-VGSN1,2≥VOD.MN3,Vref2-VSGN1,2≥VOD.MP3,这是为

了避免MN3和MP3工作在非线性区,保证整个共模范围内跨导恒定,其中,VOD为过驱动电压.由于差分对交替工作时,检测电路会使即将工作的差分对先工作,之后再关断另一对差分对,这种时序控制方式保证输入级电路时刻都有跨导(即始终有增益),有效地避免在切换过程中出现信号的不连续现象.

2　转换速率增强结构

由于该运算放大器主要用于TFT2LCD源极驱动,对运算放大器的转换速率要求较高,因此在电路设计时加入了转换速率增强结构,此结构主要作用是当运算放大器经历大信号转换时加快输出信号的翻转,而当小信号放大时不影响运算放大器的其他性能.

转换速率增强结构电路如图2所示,PMOS差分对工作时的转换速率增强结构与NMOS差

模电压比较高,VCM>Vref1,MN4截止,MN4的漏

图1　恒定跨导输入级电路结构图2　转换速率增强结构电路

端输出高电平使开关SW1断开,PMOS差分对停

止工作,则Gm.tot=Gmn(NMOS差分对跨导).随着VCM的下降,VDSMN3减小,一旦VCM≤Vref1时,MN4导通,MN4的漏端输出低电平使开关SW1闭合,PMOS差分对开始工作,此时由于共模电压比较低,VCM分对工作时的结构类似,图2只给出NMOS差分对工作时电路.其中:M1～M6和M10～M11分别组成运算放大器的第一级(低压Cascode结构)和第二级(推挽输出结构);M7,M8,M9和M12则组成了转换速率增强结构电路.

电路具体工作原理为:正常情况下,IM7>I4,I5>IM8,此时A点电压为高电平,B点电压为低电平,开关管M9和M12不导通.当在正向端POS加一个正阶跃信号时,M2截止,尾电流I1全部流入M1,使M5的电流瞬间变小,相应地镜像管M7和M8上的电流也变得很小,使I4>IM7,I5>IM8,A点电压由高变低,B点始终保持为低电平,使M9导通,电流源I6给运算放大器输出端VOUT

・82・　　华　中　科　技　大　学　学　报(自然科学版)　第38卷

提供电流,加速了正向转换速率.同样,当在负向端NEG加一个正阶跃信号时,M1截止,尾电流

I1全部流入M2,使M5的电流瞬间变得很大,相应地镜像管M7和M8上的电流也变得很大,使IM7>I4,IM8>I5,B点电压由低变高,A点始终保持为高电平,使M12导通,电流源I3加快运算放大器输出端VOUT的放电,加速了负向转换速率.同样的原理应用在PMOS差分对工作时的转换速率增强结构电路上.

图5是运算放大器转换速率特性实测波形,

图5　运算放大器转换速率实测波

3　仿真及测试结果

基于台积电(TSMC)0.6μmCMOS工艺模

型,电源电压VDD为12V,在Hspice仿真平台下对所设计的电路进行模拟仿真,图3给出了运算

测试条件为:电源电压VDD=12V,运算放大器接成单位增益缓冲级结构,在运算放大器的输入端加一个在1～9V之间跳变的正负阶跃信号,如CH4波形所示,观察输出波形CH2,结果显示:正向转换速率(SR+)约为118V/μs,负向转换速率(SR-)约为-114V/μs,运算放大器具有较高的转换速率,满足设计要求.在后端版图设计过程中,通过合理的布局、布线,减少运算放大器的失调.含有恒定跨导轨对轨运算放大器的芯片中运算放大器的面积仅为400μm×275μm.表1还给出了运算放大器其他性能指标及与文献中指标的对比.

表1　运算放大器的性能指标及与文献中指标的对比

参数

电源电压/V输入级跨导变化率/%低频增益/dB单位增益带宽/MHz共模抑制比/dB转换速率/

(V・μs-1)

图3　在不同温度下跨导随共模电压

变化的仿真曲线

1—-40℃;2—25℃;3—85℃;4—125℃

本文

3～12

文献[10]文献[11]

32.963.63.5587.68.5/-8.268.730

3-80.04.30-35/-35-1.63

放大器在不同温度(-40℃,25℃,85℃,125

)下跨导随共模电压变化的仿真曲线图,表明跨℃

导在整个共模变化范围内变化仅为0.5%,基本保持恒定,且在整个曲线中没有出现尖锐的不连续现象,符合设计要求.

此外,该轨对轨运算放大器已在该工艺线上投片,对芯片进行实测验证.图4为运算放大器轨对轨特性实测波形,其中:CH2为输出波形;CH4为输入波形.测试条件:电源电压VDD=12V,运算放大器接成单位增益缓冲级结构,输入端加一个0～12V的满摆幅信号,结果表明运算放大器具有良好的轨对轨特性.

≤0.5

110.018.20120.7118/-114112.00<1.50

电源抑制比/dB

静态功耗/mW

　　注“:/”前为SR+的“;/”后为SR-的

为使轨对轨运算放大器在整个共模电压变化范围内都能稳定,需要保证运算放大器的输入级跨导不随共模电压的变化而变化,相比传统的轨对轨运算放大器,本文提出了一种结构简单、具有高转换速率的恒定跨导轨对轨运算放大器.通过一个简单的检测电路,使两个跨导相等的互补输入差分对交替工作,保证输入级跨导在整个共模电压变化范围内保持恒定.在电路中加入转换速率增强结构后,显著提高了运算放大器的转换速率.仿真及实测结果显示该运算放大器具有良好的性能,跨导在整个共模电压变化范围内变化小于0.5%,保证了运算放大器的稳定性,并且静态

图4　运算放大器轨对轨特性实测波形

第3期　　王松林等:高转换速率恒定跨导轨对轨运算放大器的设计　

1642167.

　　・83・

电流很低,可应用于各种低压高速信号处理场合.

参

考

文

献

[6]ChiuJui2Te.Rail2to2railoperationalamplifierwithan

enhancedslewrate:UnitedStatesPatent,7339430[P].2006207226.

[7]RezaeiM,Zhian2TabasyE,AshtianiSJ.Slewrate

enhancementmethodforfolded2cascodeamplifiers[J].ElectronicsLetters,2008,44(21):122621228.

[8]艾　伦.CMOS模拟集成电路设计[M].2版.

[1]邹雪城,鲁　力,张程龙,等.采用负电阻技术的增益

恒定放大器[J].华中科技大学学报:自然科学版,

2008,36(6):54256.

[2]陈晓飞,刘三清,张诗娟,等.一种新颖的全差分

CMOS运算放大器的设计[J].华中科技大学学报:

自然科学版,2004,32(12):21223.

[3]Baez2VillegasD,Silva2MartinezJ.Quasirail2to2rail

verylow2voltageOP2AMPwithasinglePMOSinputdifferentialpair[J].IEEETransonCircuitandSys2tem2II,2006,53(11):117521179.

[4]YanShouli,HuJingyu,SongTongyu,etal.Acon2

stant2gmrail2to2railopampinputstageusingdynamiccurrentscalingtechnique[C]∥IEEEInternationalSymposiumonCircuitsandSystem.Kobe:IEEE,2005:256722570.

[5]YavariM,MaghariN,ShoaeiO.Anaccurateanaly2sisofslewratefortwo2stageCMOSopamps[J].IEEETransonCircuitandSystem2II,2005,52(3):

冯　军,李智群,译.北京:电子工业出版社,2005.

[9]朱　莹,李　丽.一种高共模抑制比恒定跨导运算放

大器[J].微电子学,2007,37(1):2422245.

[10]Ramirez2AnguloJ,Lopez2MartinAJ,CarvajalR

G,etal.Class2ABfullydifferentialvoltagefollow2ers[J].IEEETransonCircuitandSystem2II,2008,55(2):1312135.[11]Di2CataldoG,GrassoAD,PennisiS.TwoCMOS

currentfeedbackoperationalamplifiers[J].IEEETransonCircuitsandSystem2II,2007,54(11):9442948.

(上接第71页)

[2]ShinDJ,SungWJ,KimIK.SimpleSNRestima2

tionmethodsforQPSKmodulatedshortbursts[C]∥Proceedingof

GlobalTelecommunicationsConfer2

ence.NewYork:IEEE,2001:364423647.[3]AthanasiosD,KalivasG.SNRestimationforlowbit

rateOFDMsystemsinAWGNchannel[C]∥Proceed2ingofInternationalConferenceonNetworking,Inter2nationalConferenceonSystemsandInternationalConferenceonMobileCommunicationsandLearningTechnologies.Mauritius:IEEE,2006:1982203.[4]WieselA,GoldbergJ,Messer2YaronH.SNResti2

mationintime2varyingfadingchannels[J].IEEETransactionsonCommunications,2006,54(5):8412848.

[5]MorelliM,MorettiM,ImbarlinaG,etal.Lowcom2

plexitySNRestimationfortransmissionsovertime2varyingflat2fadingchannels[C]∥ProceedingofIEEEWirelessCommunicationsandNetworkingConfer2ence.Budapest:IEEE,2009:124.

[6]BoumardS.NovelnoisevarianceandSNRestimation

algorithmforwirelessMIMOOFDMsystems[C]∥

ProceedingofIEEEGlobalTelecommunicationsCon2ference.SanFrancisco:IEEE,2003:133021334.[7]RenG,ChangY,ZhangH.SNRestimationalgo2

rithmbasedonthepreambleforwirelessOFDMsys2tems[J].ScienceinChinaSeriesF:InformationSci2ences,2008,51(7):9652974.

[8]RenG,ChangY,ZhangH.AnewSNR’sestimator

forQPSKmodulationsinanAWGNchannel[J].IEEETransactionsonCircuitsandSystems2II:ExpressBrieves,2005,52(6):3362338.

[9]林宏志,朱光喜,王德胜,等.正交频分复用系统中脉

冲成型信道估计算法[J].华中科技大学学报:自然科学版,2009,37(2):124.

[10]GappmairW.Cramer2Raolowerboundfornon2data2

aidedSNRestimationoflinearmodulationschemes[J].IEEETransactionsonCommunications,2008,56(5):6892693.

[11]JeruchimMC,BalabanP,ShanmuganKS.Simula2

tionofcommunicationsystems:modeling,method2ology,andtechniques[M].2ndEdition.York:KluwerAcdemicPublishers,2000.

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