三相T型三电平非隔离并网逆变器的研究

三相T型三电平非隔离并网逆变器的研究

Research on Three-Phase T-Type Three-Level

Non-Isolated Grid-Connected Inverter

作 者 姓 学 位 类 学 科、专 研 究 方 导 师 及 职

名 童鸣庭 型 学 历 硕 士 业 电力电子与电力传动 向 光伏发电技术 称 苏建徽 教授

2013年4月

三相T型三电平非隔离并网逆变器的研究

摘 要

三相三电平逆变器具有输出电压谐波含量小，dv/dt小，EMI小等优点，是高压大功率逆变器应用领域的研究热点。三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的一种主要拓扑，已经得到了广泛应用。三相T型三电平逆变器，是基于三相二极管中点箝位型三电平逆变器的一种改进拓扑。这种逆变器中，每个桥臂通过反向串联的开关管实现中点箝位功能，使逆变器输出电压有三种电平。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑每相减少了两个箝位二极管，可以降低损耗并且减小逆变器体积，是一种很有发展前景的拓扑。

本文介绍了三相T型三电平非隔离光伏并网逆变器的拓扑，分析了其工作原理和换流过程，对空间矢量调制方法和具体实现步骤进行了说明。三相T型三电平非隔离光伏并网逆变器存在共模电流抑制和中点电位平衡控制这两个问题。文中先分别介绍了解决这两个问题的主要方法，并分析了通过改进空间矢量调制方法来解决这两个问题的方法。然后提出了一种结合法，采用低通滤波器抑制共模电流，同时采用改进空间矢量调制方法来控制中点电位的平衡。通过Matlab/Simulink环境对这几种方法进行了仿真，仿真结果验证了这几种方法的有效性。最后介绍了三相T型三电平并网逆变器的硬件设计。

关键词：T型三电平；空间矢量调制；共模电流；中点电位；仿真

I

Research on Three-Phase T-Type Three-Level

Non-Isolated Grid-Connected Inverter

ABSTRACT

There are several advantages of the three-phase three-level inverter. Its output voltage harmonic content as well as the value of dv/dt and EMI is quite small. So it is a hotspot in the high-pressure high-power inverter application research. The three-phase diode-neutral-point-clamped three-level inverter is a main type of topology of three-phase three-level inverters and it has been widely applied. The three-phase T-type three-level inverter is an advanced type of topology based on the three-phase diode-neutral-point-clamped three-level inverter. The neutral point of the inverter is clamped by series-opposing switches of each bridge arm. In this way, the output voltage of the inverter has three levels. Compared with the three-phase diode-neutral-point-clamped three-level inverter, two clamping diodes are reduced in each phase of the inverter, which can reduce the losses and inverter size. It is a very promising topology.

In this paper, the three-phase T-type three-level non-isolated photovoltaic grid-connected inverter is introduced. Its principles and commutating process are analyzed. The space vector modulation method and its implementation steps are illustrated. Common mode current suppression and neutral point potential balance control are two main problems of the three-phase T-type three-level non-isolated photovoltaic grid-connected inverter. Firstly, main methods to solve the two problems are introduced respectively. And the advanced space vector modulation is analyzed, which is a way to solve the problems. Then a synthetic method is proposed, which inhibits common-mode current by low pass filter and controls the neutral point potential balance by advanced space vector modulation. Then simulations on the mentioned methods are conducted in the Matlab/Simulink environment, and the simulation results verify the effectiveness of these methods. At last, the hardware design of the three-phase T-type three-level grid-connected inverter is introduced.

Keywords: T-type three-level; SVPWM; common mode current; neutral point potential; simulation

II

致 谢

时光荏苒，自2010年起，已在合肥工业大学能源研究所度过了近3年的学习生活。在研究生生活即将结束之际，回顾走过的每一步，无不凝聚着师长、同学和亲友的无私关怀与帮助。借此论文完成之际，谨向所有关心、帮助和支持我的老师与同学表示由衷的谢意！

首先感谢我的导师苏建徽教授。三年来，不管是学习上还是生活上的问题，苏老师都给了我很大的帮助。苏老师严谨的治学态度，渊博的学识和宽厚的师长作风，给了我深刻的启迪。在此谨向辛勤培养我的苏老师致以崇高的敬意和衷心的感谢，在今后的工作中我将通过加倍努力来回报他不倦的教诲，也在此衷心祝愿苏老师身体健康、万事如意!

感谢能源研究所的张国荣老师和茆美琴老师。张老师总是和若春风，循循善诱，他的工作方法、做事的态度是我以后学习的榜样。茆老师敏锐的洞察力，严谨的逻辑分析能力，勤恳的工作作风，让我由衷的敬佩。

感谢能源所杜燕老师、杜雪芳老师、张健老师等多位老师给予的帮助，每当向他们请教问题时，他们总是耐心仔细的给与讲解。平时的工作遇到问题时，也得到了他们宝贵的意见。

感谢常州佳讯光电有限公司的焦传洋、蒋永和、周玉柱三位师兄在我实习期间给予的无微不至的帮助和悉心的指导。

感谢给予我帮助，陪伴我学习的同学和好友，我们朝夕相处，相互帮助，留下了美好的回忆，结下了深厚的友谊。他们是：徐宏、牛成玉、翁仕庭、宋良全、梁寰宇、秦喆、刘高文、刘俊亚、申凯、曹雨、刘斌、文水枭、周建、王新颖、马春艳、李春涛、刘鸷以及10级全体同学。在此衷心的祝愿他们工作顺利，前程似锦。还要感谢我下一届同一课题组的吴健、朱兴隆同学，他们也给予我很大的帮助。

最后感谢我的父母和家人多年来对我的养育和支持，是他们给了我精神上的鼓励和生活上的照顾，我的点滴收获无不凝聚着家人的心血！祝他们永远健康快乐！

作者：童鸣庭 2013年4月1日

III

目 录

第一章

1.1 1.2 1.3

绪 论 ................................................................................................................... 1 研究背景及意义 ............................................................................................... 1 三电平逆变器拓扑分类 ................................................................................... 1 T型三电平并网逆变器的关键问题 ................................................................ 2 1.3.1 PWM调制方法 .................................................................................... 2 1.3.2 共模电流抑制 ....................................................................................... 3 1.3.3 中点电位平衡控制 ............................................................................... 4

1.4

第二章

2.1 2.2 2.3 2.4

本文研究的主要内容 ....................................................................................... 5 三相T型三电平逆变器工作原理分析 .............................................................. 6 引言 ................................................................................................................... 6 多电平逆变器的拓扑研究 ............................................................................... 6 NPC型逆变器拓扑的发展 .............................................................................. 9 三相T型三电平逆变器原理分析 ................................................................. 11 2.4.1 拓扑分析 ............................................................................................. 11 2.4.2 换流过程分析 ..................................................................................... 12

2.5

第三章

3.1 3.2 3.3

本章小结 ......................................................................................................... 14 三电平SVPWM算法原理及并网控制策略 ................................................... 15 引言 ................................................................................................................. 15 两电平SVPWM算法原理 ............................................................................ 15 三电平SVPWM算法原理 ............................................................................ 18 3.3.1 空间电压矢量的分类 ......................................................................... 18 3.3.2 小区域的划分和合成矢量的选择 ..................................................... 20 3.3.3 合成矢量的时间计算 ......................................................................... 22 3.3.4 开关状态顺序 ..................................................................................... 22

3.4

系统模型及并网控制策略 ............................................................................. 24 3.4.1 T型三电平并网逆变器的数学模型 .................................................. 24 3.4.2 T型三电平并网逆变器的控制策略 .................................................. 26 3.5

第四章

4.1 4.2

本章小结 ......................................................................................................... 28 共模电流抑制..................................................................................................... 30 引言 ................................................................................................................. 30 三相T型三电平逆变器共模电流及抑制 ..................................................... 30 4.2.1 共模电流分析 ..................................................................................... 30 4.2.2 共模电流抑制的方法 ......................................................................... 31

4.3

三相T型三电平逆变器共模电流抑制的SVPWM方法 ............................ 34

IV

4.4

第五章

5.1 5.2

本章小结 ......................................................................................................... 36 中点电位平衡..................................................................................................... 37 引言 ................................................................................................................. 37 中点电位不平衡的原因及分析 ..................................................................... 37 5.2.1 中点电位不平衡的原因 ..................................................................... 37 5.2.2 控制中点电位平衡的方法 ................................................................. 40

5.3 5.4

第六章

6.1 6.2 6.3 6.4

第七章

7.1 7.2

中点电压平衡与共模电流抑制的方法结合 ................................................. 44 本章小结 ......................................................................................................... 46 仿真与分析......................................................................................................... 47 共模电流抑制的仿真 ..................................................................................... 47 分配因子法中点电位平衡控制的仿真 ......................................................... 51 无源低通滤波器下的分配因子法的仿真 ..................................................... 54 本章小结 ......................................................................................................... 56 三相T型三电平并网逆变器的硬件设计 ........................................................ 57 系统总体硬件设计结构 ................................................................................. 57 主电路设计 ..................................................................................................... 57 7.2.1 直流侧电容设计 ................................................................................. 58 7.2.2 LC滤波器设计 ................................................................................... 58

7.3 控制电路设计 ................................................................................................. 59 7.3.1 控制芯片 ............................................................................................. 59 7.3.2 驱动电路 ............................................................................................. 59 7.3.3 采样电路 ............................................................................................. 60 7.3.4 保护电路 ............................................................................................. 61

7.4

第八章

8.1 8.2

本章小结 ......................................................................................................... 62 总结与展望......................................................................................................... 63 总结 ................................................................................................................. 63 展望 ................................................................................................................. 63

参考文献 .............................................................................................................................. 65 攻读硕士学位期间发表的论文 .......................................................................................... 69

V

插图清单

图1-1 单相非隔离光伏并网系统 ...................................................................... 4 图2-1 二极管箝位型三电平逆变器拓扑图 ....................................................... 7 图2-2 飞跨电容箝位型三电平逆变器拓扑图 ................................................... 8 图2-3 具有独立直流电源的级联型N电平逆变器 ........................................... 8 图2-4 带电容分压器的三相NPC逆变器 ......................................................... 9 图2-5 有源NPC拓扑 ..................................................................................... 10 图2-6 三相T型三电平逆变器拓扑 ................................................................ 10 图2-7 基于RB-IGBT的T型三电平拓扑 ...................................................... 11 图2-8 负载电流方向为正时A相换流过程 .................................................... 12 图2-9 负载电流方向为负时A相换流过程 .................................................... 13 图2-10 负载电流方向为正时A相换流过程（常用工作方式） ...................... 14 图2-11 负载电流方向为负时A相换流过程（常用工作方式） ...................... 14 图3-1 两电平逆变器拓扑图 ........................................................................... 15 图3-2 八种开关组合时的空间电压矢量分布及参考电压矢量合成 ............... 17 图3-3 七段对称式开关状态 ........................................................................... 18 图3-4 三相T型三电平逆变器拓扑 ................................................................ 19 图3-5 三电平电压空间矢量分布图 ................................................................ 20 图3-6 传统三电平SVPWM第一扇区的小区域划分 ...................................... 21 图3-7 第一扇区第5小区域开关状态顺序 ..................................................... 23 图3-8 逆变器A相在三相静止坐标系下的控制模型框图 .............................. 25 图3-9 同步旋转坐标系 ................................................................................... 25 图3-10 逆变器在旋转坐标系中的模型框图 ..................................................... 26 图3-11 系统控制原理图 ................................................................................... 27 图3-12 逆变器电流环解耦控制模块框图......................................................... 27 图3-13 逆变器d轴电流环的简化框图 ............................................................ 28 图4-1 三相T型三电平光伏并网系统 ............................................................ 30 图4-2 三电平逆变器开关状态及共模电压标幺值 .......................................... 31 图4-3 直流侧电容中点箝位的三相T型三电平光伏并网系统....................... 32 图4-4 带无源低通滤波器的三相T型三电平光伏并网系统 .......................... 32 图4-5 带共模电感的三相T型三电平光伏并网系统 ..................................... 33 图4-6 串联反相电压源的三相T型三电平光伏并网系统 .............................. 33 图4-7 7段发波（左）与5段发波（右）共模电压变化对比 ........................ 34 图4-8 4段发波共模电压变化 ........................................................................ 35 图4-9 共模电流抑制的三电平SVPWM方法第一扇区的小区域划分 ........... 35

VI

图5-1 零矢量111作用时系统等效简化电路图 .............................................. 38 图5-2 大矢量200作用时系统等效简化电路图 ............................................. 38 图5-3 中矢量210作用时系统等效简化电路图 ............................................. 38 图5-4 正小矢量211作用时系统等效简化电路图 .......................................... 39 图5-5 负小矢量100作用时系统等效简化电路图 .......................................... 40 图5-6 第一扇区第5区域参考矢量Vref合成 ................................................. 42 图5-7 七段式发波法矢量时序 ....................................................................... 42 图5-8 分配因子法矢量时序图 ....................................................................... 43 图5-9 带无源低通滤波器的三相T型三电平光伏并网系统 .......................... 44 图6-1 共模电流抑制的仿真模型图 ................................................................ 47 图6-2 传统三电平SVPWM算法的仿真波形 ................................................. 49 图6-3 共模电流抑制的三电平SVPWM算法的仿真波形 .............................. 51 图6-4 分配因子法中点电位平衡的仿真模型图 ............................................. 52 图6-5 不加中点电位控制的仿真波形 ............................................................ 53 图6-6 分配因子法中点电位平衡控制的仿真波形 .......................................... 54 图6-7 带无源低通滤波器下分配因子法的仿真模型图 .................................. 54 图6-8 带无源低通滤波器下分配因子法的仿真波形 ...................................... 56 图7-1 三相T型三电平并网系统控制结构图 ................................................. 57 图7-2 系统主电路 .......................................................................................... 58 图7-3 系统控制芯片电路 ............................................................................... 59 图7-4 上下桥臂IGBT驱动电路 .................................................................... 60 图7-5 箝位IGBT驱动电路 ............................................................................ 60 图7-6 电网电压采样 ...................................................................................... 60 图7-7 并网电流采样 ...................................................................................... 61 图7-8 逆变器侧输出电压采样 ....................................................................... 61 图7-9 直流侧电压采样 ................................................................................... 61 图7-10 直流侧电流采样 ................................................................................... 61 图7-11 并网电流过流保护电路 ....................................................................... 62 图7-12 IGBT过热保护电路 ............................................................................. 62

VII

表格清单

表2-1 二极管箝位型三电平逆变器输出电平与开关状态关系 ......................... 7 表2-2 T型三电平逆变器输出电平与开关状态关系 ...................................... 11 表2-3 T型三电平逆变器输出电平与开关状态关系（常用工作方式）......... 13 表3-1 不同开关组合的交流侧输出电压值 ..................................................... 16 表3-2 三电平电压空间矢量分类表 ................................................................ 20 表3-3 各区域开关状态顺序 ........................................................................... 23 表4-1 三电平逆变器开关状态对应的共模电压 ............................................. 31 表4-2 共模电流抑制的三电平SVPWM方法第一扇区开关作用次序 ........... 35 表5-1 中矢量作用时对应的中点电流情况 ..................................................... 39 表5-2 正小矢量作用时对应的中点电流情况 ................................................. 39 表5-3 负小矢量作用时对应的中点电流情况 ................................................. 40 表5-4 改进主电路拓扑后各矢量作用时对应的中点电流情况 ....................... 45

VIII

第一章 绪 论

1.1 研究背景及意义

近年来，随着经济的飞速发展，人类对能源的需求也大幅度增加，而传统能源面临着枯竭的危机。在这种情况下，我们不得不加速开发新型能源。各国的专家致力于新能源的开发与利用，光伏发电、风力发电、生物发电等各种新型发电技术已经得到了一定的应用，并且正在蓬勃的发展，尤其是光伏发电，因其成本低、稳定性较好，控制简单等优点，在各国得到了广泛的应用。受地区气象条件的影响，太阳能光伏电池板输出的直流电压极不稳定，而且电压幅值低，容量小。为了高效利用太阳能，需要将不稳定的光伏电池串、并联组合，并且经过多级电力电子变换器组合输出恒频交流电压并网运行[1]。而把这些初始能源转化为可用电能的桥梁就是逆变器。随着开关器件的不断发展，逆变器的拓扑、调制方式和控制策略也在不断发展，控制理论在逆变器的控制上得到了很好的应用，这一切都保证了优良的供电质量。

在一些高电压、大功率的应用场合，传统的两电平逆变器由于开关器件耐压限制，无法满足需求。在这种情况下，如何将低耐压开关器件应用于高电压大功率场合成为各国专家研究的热点，由此，多电平逆变器技术应运而生。多电平的概念最早是由日本专家南波江章(A.Nabae)等人在1980年提出的[2]，通过改变主电路的拓扑结构、增加开关器件的方式，在开关器件关断的时候将直流电压分散到各个器件两端，实现了低耐压开关器件在大功率场合应用。

多电平技术使多个功率器件分担直流母线电压，开关损耗小，效率高，开关频率相同时输出电压波形较两电平逆变器更加接近正弦波，且不需要隔离变压器。这些优点使多电平技术受到了广泛的重视。实际场合中应用较多的是三电平技术。国内外学者对三电平逆变器已经有了一些研究成果，也发现了其中存在的一些问题。 1.2 三电平逆变器拓扑分类

光伏并网逆变器可以分为单相逆变器和三相逆变器，根据有无隔离变压器又可以分为有隔离变压器并网逆变器和非隔离并网逆变器。隔离变压器又可分为工频隔离变压器和高频隔离变压器。工频隔离变压器体积大，成本高，重量重，变换效率较低，一般用于大功率并网场合；高频隔离变压器克服了上述缺点，一般应用中小功率场合，但是效率也不如非隔离并网逆变器；非隔离并网逆变器最高效率可以达到99%以上[3]，而且没有变压器，成本较低，得到了广泛应用。

常见的多电平的电路拓扑主要有三种：二极管箝位型逆变器、飞跨电容箝位型逆变器和具有独立直流电源的级联型逆变器。本文研究的T型三电平逆变

1

器可以说是中点箝位型逆变器的改进拓扑，其优势主要体现在减少了电流通路中的开关器件数量，减少了传导损耗。而且与二极管箝位型三电平逆变器相比，T型三电平逆变器的每个桥臂少用了两个箝位二极管，其控制方法和二极管箝位型三电平逆变器类似[4]。T型三电平逆变器融合了两电平和三电平逆变器的优势，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好，效率高的优点，是很有发展前景的一种三电平逆变器拓扑。 1.3 T型三电平并网逆变器的关键问题

本文研究的T型三电平并网逆变器的关键问题主要有以下几点：PWM调制方法、共模电流抑制以及中点电位平衡控制。 1.3.1 PWM调制方法

PWM调制方法是多电平逆变器研究中的一个关键，与多电平逆变器拓扑结构的研究是共生关系。它不仅决定了多电平逆变是否能够实现，而且直接影响了多电平逆变器的输出电压波形质量、系统损耗和系统效率等性能指标。只有的合适的PWM调制方法作为保障，才能保证系统的高效高性能运行。

PWM调制方法，指的是通过半导体器件的开通和关断，把直流电压变成具有一定形状的电压脉冲序列，以实现变频、变压功能并有效控制和消除谐波的一种技术。1964年，A．Schnoung和H．Stemmler将通信系统的调制技术应用到交流传动逆变器中，产生了正弦脉宽调制技术(SPWM)，后来由英国Bristol大学的S．R．Bowes于1975年进行了推广和应用，使SPWM技术成为两电平逆变器的核心控制技术之一，并在此基础上发展出了很多的PWM调制方法[5]。

在两电平逆变器的控制中，提出并得到应用的PWM调制方法已有许多种。尤其当微处理器应用于PWM技术、实现数字化以后，又有新的PWM技术出现。从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦；从转矩脉动最小、效率最优，再到消除噪声等，PWM调制方法在两电平逆变器中的应用经历了一个不断创新和完善的过程，并且已经日臻完善[6]。

PWM调制方法经过适当的变化，可以推广到多电平逆变器的控制中。一方面，由于多电平逆变器的具体PWM调制方法是和其拓扑有关的，而且多电平逆变器的PWM调制方法控制目标多、性能指标要求也更高，这给多电平逆变器PWM技术的研究带来了挑战和难度；另一方面，多电平PWM调制方法具有更多的自由度，这也给高性能多电平逆变器PWM技术的研究带来了新的可能[7]。

多电平逆变器PWM调制方法主要对两个方面的目标进行控制：其一为对输出电压进行控制，即逆变器输出电压的脉冲序列在伏秒意义上与目标参考电压波形等效；其二为对变换器自身运行状态进行控制，包括直流分压电容的电压平衡控制、输出谐波控制、功率开关管的功率平衡控制、器件的损耗控制等。

多电平逆变器的PWM调制方法，一般可分为载波PWM法和空间矢量

2

PWM法(Space Vector PWM，简称SVPWM)，载波调制法又有移相载波法(phase shifted carrier PWM)和载波层叠法(carrier disposition PWM)之分。基于载波的多电平逆变器PWM调制方法，主要有特定谐波消除法(SHEPWM)、开关频率优化PWM方法(SFOPWM)、载波带频率变化的PWM方法、混合载波PWM方法等。

按照开关频率的高低，也可以将多电平逆变器的PWM调制方法分为基频调制和高频调制。其中，基频调制是指在输出电压的一个工频周期内，每个开关器件只开关一次或两次，产生的输出电压为阶梯波。这类PWM调制方法主要包括阶梯波调制法和开关点预测调制法。高频调制是指在输出电压的一个工频周期内，每个开关器件开关动作很多次。这类PWM调制方法主要包括正弦脉宽调制和空间矢量调制。

在上述的多电平逆变器的PWM调制方法中，空间矢量调制法适用于三电平至五电平的逆变器，对于五电平以上的多电平逆变器，可以使用载波PWM法。载波层叠PWM法和开关频率优化PWM调制法，既适用于二极管箝位式拓扑和飞跨电容箝位式拓扑，也适用于具有独立直流电源的级联式拓扑。移相载波PWM法，则适用于级联式多电平逆变器电路。

由于开关频率优化PWM调制方法在正弦调制波中加入了三次谐波，因而这种PWM法只适用于三相多电平逆变器。而对于单相具有独立直流电源的级联式多电平逆变器，移相载波PWM法效果最好，可以很好地减小输出谐波。 1.3.2 共模电流抑制

随着光伏组件的价格变得越来越便宜,降低光伏逆变器的生产成本成为一个必然的要求。光伏逆变器网侧用于隔离的变压器体积很大,因此使整个系统很笨重而且难以安装。为了尽量降低成本并提高系统效率，在不强制要求电气隔离情况下，可以采用非隔离无变压器的拓扑方案；因为去掉了工频变压器，非隔离型的光伏并网逆变器具有效率高、质量轻、体积小、成本较低等诸多优点，使得非隔离型并网结构具有很好的发展前景[8]。然而，非隔离型并网逆变系统存在对地共模漏电流，是需要解决的关键性技术难点。

由于非隔离光伏并网系统没有作为电气隔离的变压器，因此存在对地漏电流，称为共模电流。如图1-1所示，光伏阵列和接地外壳之间存在寄生电容，其大小取决于光伏阵列的框架结构、光伏电池表面和间距、光伏组件结构、环境天气条件、湿度以及覆盖于光伏阵列表面的灰尘等诸多因素[9]。综合考虑各种因素，光伏电池的寄生电容大小约为50~150nF/kWp。寄生电容与逆变器输出滤波元件以及电网阻抗一起会形成共模谐振回路。逆变器开关动作时，如果寄生电容上电压发生变化，就会产生共模电流。共模电流的产生增加了系统的损耗，导致电网电流波形畸变，造成电磁干扰并引起安全问题。

3

PDCPVACNA滤波器电网 图1-1 单相非隔离光伏并网系统

共模电流的大小主要取决于寄生电容上电压波动的频率和幅值，但也和寄生电容的大小有关系。

非隔离光伏并网系统中共模电流的产生，不仅与逆变器拓扑有关，也和开关管控制策略有关。如果所用的控制策略使得寄生电容上的电压为定值，则可以基本消除共模电流。

抑制非隔离光伏并网系统的共模电流主要有两种途径。一是通过硬件方式增大共模谐振回路的阻抗或通过分流来减小共模电流，二是通过改进PWM调制方法即软件方式减小共模电压的波动，从而抑制共模电流。 1.3.3 中点电位平衡控制

中点电压平衡控制问题是T型三电平并网逆变器需要研究解决的首要问题，只要是单一直流电源箝位型的多电平逆变器均存在这个问题。中点电压平衡是三电平逆变器输出电压波形的基础保证，也影响着逆变器的安全运行。

中点电压失衡的原因主要是逆变器在采用某些开关状态时，有电流流入或流出中点造成中点电位变化。传统的PWM载波调制和SVPWM调制方法都会产生3倍基频的中点电压波动；此外，中点电位也受器件参数差异，功率因数，调制度，死区时间等因素的影响，具体原理第五章将会进行分析。这个问题的解决方案是多样的，一是虚拟SVPWM调制方法，该方法将会导致中点电压失衡的矢量用一个不会导致中点电压失衡的合成矢量来代替，该方法效果较好，但是增加了算法的复杂度，会导致开关频率的上升，增加开关损耗，而且还会增加输出电压谐波分量。二是注入零序电压分量法，在使用载波调制方法的时候，零序电压分量是唯一的自由度，适当的注入零序电压可以调节中点电位平衡，SPWM调制方法加上注入零序电压分量法在本质上等同于SVPWM调制方法[10]。三是对正负小矢量的时间进行优化分配，对于分配因子的确定有滞环控制法和计算法。滞环控制法是一种定性的方法，需要进行试探，而且效果受到功率因素的影响；计算法是一种精确的方法，但由于分配因子有范围限制，导致无法完全消除中点电位的波动。除此以外，还有一些衍生的方法。这些方法的优缺点不能一概而论，应视具体应用场合而定。

4

1.4 本文研究的主要内容

本文主要研究了三相T型三电平非隔离并网逆变器的一些关键问题：空间矢量调制算法及主要步骤、共模电流抑制的方法和中点电位平衡控制的方法等，并对这几个问题通过Matlab/Simulink环境进行了仿真。

本文主要内容如下：

第一章对三电平逆变技术进行了综述，概述了其产生背景和发展概况，指出了研究T型三电平逆变器的重要意义。

第二章介绍了三电平逆变拓扑类型，NPC型逆变拓扑的发展情况，以及各种衍生拓扑的特点。分析了T型三电平逆变器的拓扑结构和工作原理，介绍了其输出电压和开关状态的对应关系，并分析了其换流过程。

第三章对空间矢量调制方法进行了研究，对参考电压矢量所在小区域的判断、根据最近三矢量原则选择三个状态矢量来合成参考电压矢量、计算各个矢量作用的时间、优化输出矢量的开关顺序这四个步骤的具体实现方法进行了分析。

第四章分析了T型三电平并网逆变系统中共模电流的产生原因，介绍了抑制共模电流的主要方法，分析了一种抑制共模电流的SVPWM改进算法的原理。

第五章分析了T型三电平并网逆变系统中中点电位平衡问题，介绍了中点电位平衡控制的几种方法，主要分析了分配因子法的精确计算法。并且分析了通过低通滤波器抑制共模电流以及分配因子法控制中点电位的方法的结合法，这种方法可以同时抑制共模电流和控制中点电位。

第六章通过Matlab/Simulink环境对T型三电平并网逆变器共模电流和中点电位控制的方法进行了仿真验证，结果证明了本文提出的方法的有效性。

第七章介绍了T型三电平并网逆变器硬件设计的主要步骤。

5

第二章 三相T型三电平逆变器工作原理分析

2.1 引言

随着可再生能源产业的发展，光伏并网发电系统得到了广泛的应用。带变压器的隔离型光伏并网逆变器一方面可以提高系统的安全性，另一方面能够隔离直流分量。为了提高光伏并网系统的效率，同时简化系统结构并降低成本，可以采用无变压器的非隔离型光伏并网逆变器。但是，非隔离型结构也带来了问题，主要包括逆变器输出直流分量抑制和共模漏电流抑制问题。为了解决非隔离型逆变器的这些难点问题，已经提出了很多种拓扑结构，包括采用双极性PWM调制的全H桥，半H桥，高效可靠的逆变器的概念拓扑(Highly Efficient and Reliable Inverter Concept——HERIC)，H5拓扑，三电平中点箝位型NPC拓扑等[11]。

目前，在高压大功率领域，多电平逆变器受到越来越多的关注。与传统的两电平拓扑的逆变器相比，多电平逆变器具有以下优点：(1)多电平逆变器能够很好的解决电力电子开关器件耐压不够高的问题；同时，由于多电平逆变器没有两电平逆变器中两个串联开关管的同时导通和同时关断的问题，因此，多电平逆变器对开关管的动态性能要求低，开关器件受到的电压应力小，系统可靠性有所提高。(2)多电平逆变器的负载电压的电平数比两电平拓扑的负载电压的电平数多，各级电平之间的幅值变化量降低，且dv/dt低对外围电路的干扰小，在开关频率附近的谐波分量幅值也小。(3)在开关频率相同的情况下，多电平逆变器输出电压电流波形更接近正弦。 2.2 多电平逆变器的拓扑研究

在多电平逆变器的发展过程中，产生了多种拓扑结构。常见的多电平的电路拓扑主要有三种：(1)二极管箝位型逆变器(Diode-Clamped Inverter)；(2)飞跨电容箝位型逆变器(Flying-Capacitor Inverter)；(3)具有独立直流电源的级联型逆变器(Cascaded-Inverter with Separated DC Sources)[12, 13]。

(1)二极管箝位型逆变器

二极管箝位型三电平逆变器拓扑如图2-1所示。该拓扑在三相两电平全桥型逆变器基础上增加了两个电容值相等的分压电容C1和C2，并在每相桥臂上增加了两个开关管以及两个箝位二极管。拓扑中箝位二极管的作用是将桥臂上与其之相连接的点上的电压箝位到直流侧电压的一半，并防止电容短路。若不考虑死区时间，每相桥臂上面两个开关管的驱动信号分别与下面两个开关管的驱动信号互补。以A相为例，当开关管Sa1、Sa2同时导通，Sa3、Sa4同时关断时，输出端A相对于直流侧零电位参考点O点的电平为Udc/2；当Sa2、Sa3同时导通，Sa1、Sa4同时关断时，输出端A相对于O点的电平为0；当开关Sa3、

6

Sa4同时导通，Sa1、Sa2同时关断时，输出端A相对于O点的电平为-Udc/2。且逆变器输出端的电位在Udc/2和0之间或0和-Udc/2之间变化。因此，逆变器的输出电平有三种。表2-1给出了这种逆变器输出电平与开关状态的关系。

PSa1Sb1Sc1C1UdcOVDa1Sa2VDb1Sa3VDa2VDb2Sb2Sb3VDc1Sc2Sc3C2VDc2Sa4Sb4Sc4NABC

图2-1 二极管箝位型三电平逆变器拓扑图

表2-1 二极管箝位型三电平逆变器输出电平与开关状态关系 Sa1 通 断 断 Sa2 通 通 断 Sa3 断 通 通 Sa4 断 断 通 输出电平 Udc/2 0 -Udc/2 由表2-1可以发现，若不考虑死区时间，一个开关周期内，开关管Sa1和Sa3工作状态互补，开关管Sa2和Sa4工作状态互补。

这种拓扑是最先提出、应用最广泛的三电平逆变器，优点主要是主电路和控制电路设计以及控制方法简单，且容易进行多电平扩展。缺点是存在直流侧电容电压不平衡问题，拓扑需要大量的箝位二极管，且每个桥臂内外侧开关管导通时间不同造成开关管损耗和热量分布的差异。

(2)飞跨电容箝位型逆变器

二极管箝位型三电平逆变器的一个缺点是拓扑需要大量的箝位二极管，为了改进这个缺点，T.A.Meynard等人在1992年PESC年会上提出了飞跨电容箝位型三电平逆变器。图2-2给出了飞跨电容型三电平逆变器的拓扑图，其特点是箝位二极管被箝位电容所代替，而直流侧分压电容不变。正常工作时，飞跨电容上的电压必须保持为直流侧电压的一半，工作原理与二极管箝位型三电平逆变器相似。飞跨电容型三电平逆变器的优点主要是输出电压谐波含量少，使用不同开关组合可使电容电压平衡，缺点是需要大量的箝位电容。

7

PSa1Sb1Sb2Sc1Sc2C1UdcOCaSa2CbSb3Sb4CcSa3Sc3Sc4C2Sa4NABC

图2-2 飞跨电容箝位型三电平逆变器拓扑图

(3)具有独立直流电源的级联型逆变器

二极管箝位型三电平逆变器和飞跨电容箝位型三电平逆变器的拓扑是以半桥电路结构为基础的，而具有独立直流电源的级联型逆变器的拓扑是以全桥电路结构为基础的，具有独立直流电源的级联型N电平逆变器如图2-3所示。对多个具有移相或者不同导通角的全桥逆变器，将它们的交流侧串联起来，从而可以得到多电平的输出合成电压。

AUdcUdcBUdcCUdcUdcUdcUdcUdcUdcO图2-3 具有独立直流电源的级联型N电平逆变器

这种逆变器的优点是：(1)N电平逆变器所需的独立直流电源数和逆变桥数均为(N-1)/2，可以输出N电平的相电压和(2N-1)电平的线电压；(2)输出相同电平的电压时，在所有多电平逆变器中所需元件数最少；(3)易于模块化电路设计

8

和封装；(4)不存在过多的箝位二极管、电容以及电压均衡问题；(5)控制方法简单，每级可独立控制；(6)易于实现功率器件的软开关；缺点是需要的独立直流电源数多，仅适用于直流电源数多而且低压输入的逆变场合。 2.3 NPC型逆变器拓扑的发展

自从1980年的IEEE工业应用年会上日本长冈科技大学的南波江章(A.Nabae)等人于提出三电平中点箝位式NPC结构以来，这种拓扑得到了广泛应用，并且在它的基础上发展出了很多新的拓扑。NPC是非隔离型逆变器的一种拓扑，最初用于电机传动系统以消除共模谐波并提高逆变效率。当传统PWM逆变器用于交流电机传动时，电机定子和转子之间的寄生电容上会产生共模电流。共模电流对电机是有害的，会增大损耗，加速绝缘材料的老化，而且可能会引起保护和跳闸。在光伏并网发电系统中，由于光伏组件表面积很大，其对地寄生电容可能会相当大，会产生类似于交流电机传动系统的上述问题。光伏阵列和接地外壳之间的寄生电容与交流电机传动系统中电机定子和转子间的寄生电容是类似的。由于这种相似性，NPC拓扑和其衍生拓扑在光伏并网发电系统中得到广泛的应用[14]。

NPC拓扑的主要缺点是开关管损耗分布不均，这会导致温度分布不均，而且当开关频率升高时，这种分布不均会更加明显。为了改进逆变性能，在NPC拓扑的基础上进行了改进，提出了多种NPC变种拓扑。

一种带电容分压器的基于三相三电平NPC逆变器的拓扑，如图2-4所示，可以避免直接连接直流侧中点，从而降低共模漏电流，并且这种拓扑也继承了NPC拓扑的优点[15]。

PSa1Sb1Sc1C1UdcOVDa1Sa2VDb1Sa3VDa2VDb2Sb2Sb3VDc1Sc2Sc3C2VDc2Sa4Sb4Sc4N分压电容器ABC分压电容器

图2-4 带电容分压器的三相NPC逆变器

有源NPC(Active NPC)拓扑[16, 17]，采用的箝位方法是有源箝位，将NPC拓

9

扑中的箝位二极管改成了带反并联二极管的有源开关管，拓扑如图2-5所示。这种拓扑可以解决NPC拓扑中开关管功率损耗分布不均的问题。ANPC拓扑的0状态续流控制比NPC拓扑更灵活，增加了续流回路，提高了系统控制的自由度，可以来调节开关管损耗的分布。根据不同的损耗情况，适当地调节各个开关管的损耗分布，可以使开关管功率损耗分布更均衡，从而便于开关管的散热设计。但是，由于这种拓扑采用开关管进行箝位，提高了成本，同时使控制方法的设计也变得更加复杂。

PSa1Sb1Sc1C1Sa5Sa6Sa2Sa3Sb5Sb6Sb2Sb3Sc5Sc6Sc2Sc3UdcOC2Sa4Sb4Sc4NABC

图2-5 有源NPC拓扑

如图2-6所示为Conergy NPC拓扑，即T型三电平拓扑，是Conergy公司开发的一个变种NPC半桥拓扑，已申请专利[18]。这种拓扑利用反向串联的两个开关器件将输出端与中点相连接、实现中点箝位功能。这种拓扑由于省去了箝位二极管，因而可以提高逆变效率、减小逆变器体积，并且改善了NPC拓扑上下桥臂开关管的功率损耗分布不均问题[19-21]。本文研究的就是这种拓扑的三相并网逆变器。这种拓扑的工作原理在下一节进行介绍。

PSa1Sa2Sa3Sb1Sc1C1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3C2N图2-6 三相T型三电平逆变器拓扑

在T型三电平拓扑中，用具有反向阻断能力的新型功率开关管RB-IGBT(Reverse-Blocking Insulated-Gate Bipolar Transistor)代替反向串联的开

10

关管，可以降低损耗、提高逆变效率并且减小逆变器体积[22, 23]，拓扑如图2-7所示。

PSa1Sa2Sb1Sc1C1UdcSa3Sb2Sb3Sc2ABCSa4Sb4Sc4OC2Sc3N

图2-7 基于RB-IGBT的T型三电平拓扑

2.4 三相T型三电平逆变器原理分析 2.4.1 拓扑分析

三相T型三电平逆变器拓扑如图2-5所示。该拓扑在三相两电平全桥型逆变器中增加了两个分压电容，分压电容之间的O点为零电位参考点。在O点与每相桥臂输出端之间增加了两个反串联的带续流二极管的开关管。以A相为例，一种工作方式为，当开关管Sa1导通，Sa2、Sa3、Sa4同时关断时，输出端A相对于直流侧零电位参考点O点的电平为Udc/2；当开关管Sa2、Sa3同时导通，Sa1、Sa4同时关断时，输出端A相对于O点的电平为0；当开关管Sa4导通，Sa1、Sa2、Sa3同时关断时，输出端A相对于O点的电平为-Udc/2。即输出电压有0、Udc/2、-Udc/2三种电平，逆变器有0、P、N三种状态，0状态表示桥臂输出端连接到直流侧中点，P状态表示桥臂输出端连到母线正端，N状态表示桥臂输出端连到直流母线负端。如表2-2所示。与NPC型三电平逆变器拓扑相比，三相T型三电平逆变器省去了每相两个箝位二极管，一共节省了6个箝位二极管。因此可以降低成本，减小逆变器的体积，有利于实现小型化，而且器件数量的减小也提高了逆变器的可靠性。但是，三相T型三电平逆变器开关管的耐压要求有所提高，其中Sa2、Sa3与三相NPC型三电平逆变器中的耐压要求一样，为Udc/2；而Sa1、Sa4的耐压要求从三相NPC型三电平逆变器中的Udc/2升高到Udc。

表2-2 T型三电平逆变器输出电平与开关状态关系 Sa1 通 断 断 Sa2 断 通 断 Sa3 断 通 断 Sa4 断 断 通 输出电平 Udc/2 0 -Udc/2 11

2.4.2 换流过程分析

三相T型三电平逆变器上述工作方式的缺点在于换流时开关管的驱动顺序受到负载电流方向的影响[17]。设负载电流方向为从逆变器流入负载时的方向为正方向。仍以A相为例，如图2-8所示，当逆变器从P状态向0状态转换时，若负载电流为正方向，则需在关断Sa1之后先开通Sa2后开通Sa3，换流结束后，负载电流通过Sa2以及Sa3的反并联二极管。如图2-9所示，若负载电流为负方向，则需在关断Sa1之后先开通Sa3后开通Sa2，换流结束后，负载电流通过Sa3以及Sa2的反并联二极管。

PSa1onPSa1offPSa1offC1Sa2UdcSa3C1C1Sa2Sa3iaiaSa2UdcSa3iaOoffoffASa4offUdcOonoffOononASa4offASa4offC2C2C2N

(a)

N

(b)

N

(c)

图2-8 负载电流方向为正时A相换流过程

PiaSa1onPiaSa1offC1Sa2UdcSa3C1Sa2Sa3UdcOoffoffOoffoffASa4offASa4offC2C2N(a)

N(b)

12

PSa1offPSa1offC1UdciaSa2offC1Sa3UdciaSa2onSa3OonOonASa4offASa4offC2C2N(c)

N(d)

图2-9 负载电流方向为负时A相换流过程

为了避开这一缺点，可采用另一种常用的工作方式，这种工作方式与NPC型三电平逆变器的工作方式类似。以A相为例，当开关管Sa1、Sa2同时导通，Sa3、Sa4同时关断时，输出端A相对于直流侧零电位参考点O点的电平为Udc/2；当开关管Sa2、Sa3同时导通，Sa1、Sa4同时关断时，输出端A相对于O点的电平为0；当开关管Sa3、Sa4同时导通，Sa1、Sa2同时关断时，输出端A相对于O点的电平为-Udc/2。如表2-3所示。并且开关管Sa1与Sa4不能同时导通，不考虑死区时间时，开关管Sa1和Sa3、Sa2和Sa4的驱动脉冲是互补的。开关状态不能在P和N之间直接转换，必须通过0状态来过渡。

表2-3 T型三电平逆变器输出电平与开关状态关系（常用工作方式） Sa1 通 断 断 Sa2 通 通 断 Sa3 断 通 通 Sa4 断 断 通 输出电平 Udc/2 0 -Udc/2 采用这种工作方式，换流过程如图2-10和2-11所示。仍以A相为例，当逆变器从P状态向0状态转换时，若负载电流方向为正方向，先关断Sa1，电流路径从Sa1换为Sa2以及Sa3的反并联二极管，经过死区时间后，开通Sa3；若负载电流方向为负方向，先关断Sa1，经过死区时间后，开通Sa3，电流路径从Sa1的反并联二极管换为Sa3以及Sa2的反并联二极管。其他状态的换流过程与之类似。可以看出，采用这种工作方式，换流过程的开关管驱动顺序将不受负载电流方向影响。

13

PSa1onPSa1offPSa1offC1Sa2UdcSa3C1C1Sa2Sa3iaiaSa2UdcSa3iaOonoffASa4offUdcOonoffOononASa4offASa4offC2C2C2

N

(a)

N

(b)

N

(c)

图2-10 负载电流方向为正时A相换流过程（常用工作方式）

PiaSa1onPiaSa1offPSa1offC1Sa2UdcSa3C1Sa2Sa3UdcC1UdciaSa2onSa3OonoffOonoffOonASa4offASa4offASa4offC2C2C2

N

(a)

图2-11

N

(b)

N

(c)

负载电流方向为负时A相换流过程（常用工作方式）

2.5 本章小结

本章介绍了多电平逆变器的拓扑，阐述了NPC型三电平拓扑的发展情况，介绍了一些NPC型三电平拓扑的衍生拓扑，并对三相T型三电平逆变器工作原理及不同工作方式下的换流过程进行了分析。三相T型三电平逆变器可以采用三相NPC型三电平逆变器的工作方式，这给三相T型三电平逆变器的研究带来了方便。

14

第三章 三电平SVPWM算法原理及并网控制策略

3.1 引言

SVPWM调制方法于1983年由J．Holtz提出，从交流电机的工作特性出发，使交流电机获得幅值不变的圆形磁通链轨迹。具体地说，用一个旋转的通用电压矢量来代替三相正弦交流参考电压，利用伏秒平衡原理，用这个通用电压矢量位置附近的三个开关状态矢量对其进行拟合，形成PWM波形。这种方法由于便于数字化且电压利用率高而得到广泛应用。

三电平SVPWM调制方法与两电平SVPWM调制方法的基本思想是一致的，而三电平逆变器开关状态比两电平更多，可使用的开关状态矢量更多，控制更复杂。

SVPWM调制方法同样适用于T型三电平拓扑，下面对这种算法进行分析。 3.2 两电平SVPWM算法原理

如图3-1所示，为三相两电平并网逆变器结构图。为了便于分析，定义单极性二值逻辑开关函数为

1 当上桥臂导通，下桥臂关断 Sx0 当上桥臂关断，下桥臂导通(3-1)

其中，x=a，b，c。

PSa1Sb1Sc1C1UdcABCROC2Sa2Sb2Sc2N图3-1 两电平逆变器拓扑图

可以看出，当Sa=1时，输出端电压UAN=Udc；当Sa=0时，输出端电压UAN=0。因此，UAN=UdcSa。同理，UBN=UdcSb，UCN=UdcSc。对于A、B、C三相，有下面三式成立：

UAOUANUNO UBOUBNUNO UCOUCNUNO

(3-2) (3-3) (3-4)

由于负载对称，输出端电压之和为0，把上面三式相加，并整理，得：

15

UNOUANUBNUCNUdcSx

33x a,b,c(3-5)

由式(3-1)~(3-5)可得：

1UAO[Sa(SaSbSc)]Udc

31UBO[Sb(SaSbSc)]Udc

31UCO[Sc(SaSbSc)]Udc

3(3-6) (3-7) (3-8)

在图3-1中，每个瞬间总有三个开关管导通，开关组合共有23=8种，将8种开关组合代入上面三式中，可以得出逆变器交流侧输出电压值，如表3-1所示。

表3-1 不同开关组合的交流侧输出电压值 Sa 0 0 0 0 1 1 1 1 Sb 0 0 1 1 0 0 1 1 Sc 0 1 0 1 0 1 0 1 UAO 0 -Udc/3 -Udc/3 -2Udc/3 2Udc/3 Udc/3 Udc/3 0 UBO 0 -Udc/3 2Udc/3 Udc/3 -Udc/3 -2Udc/3 Udc/3 0 UCO 0 2Udc/3 -Udc/3 Udc/3 -Udc/3 Udc/3 -2Udc/3 0 Vk V0 V5 V3 V4 V1 V6 V2 V7 可以发现，三相逆变器交流侧输出电压值可以用一个模为2Udc/3的空间电压矢量在复平面上表示。空间电压矢量有8个。矢量在a、b、c轴上的投影即为对应的交流侧输出的电压值UAO、UBO、UCO。其中V0和V7对应的空间电压矢量的模为0，称为零矢量。

空间电压矢量V0~V7可定义为

其中，k=1,...,6。

上式用开关函数可以表达为

其中，j=0,...,7。

对于三相平衡系统，输出端电压之和为0，定义复平面内的电压空间矢量V为

2V(UAOUBOej2/3UCOej2/3)

32VjUdc(SaSbej2/3Scej2/3)

32VUdcej(k-1)/3k3 V0,70(3-9)

(3-10)

(3-11)

上式表明，如果逆变器交流侧输出的电压UAO、UBO、UCO为角频率为ω的

16

对称正弦波电压，那么空间电压矢量V就是模为正弦波峰值，且以和正弦波相同的角频率ω，逆时针匀速旋转的空间矢量。若直流侧电压为Udc，空间电压矢量的幅值可以达到六边形的内切圆的半径，如图3-2所示，即V的模最大为

3Udc/3，则交流侧输出相电压的峰值最大为3Udc/3。而对于三相逆变器，在载波正弦调制(SPWM)中，交流侧输出相电压的峰值最大为Udc的一半。因此，与SPWM调制法相比，SVPWM调制的直流电压利用率得到了提高。

ImV3(010)23V2(110)V *1V1(100)65ReV4(011)V0(000)V7(111)4V5(001)V6(101)

图3-2 八种开关组合时的空间电压矢量分布及参考电压矢量合成

空间电压矢量V1~V6将复平面分成6个扇形区域。对于任意给定的空间参考电压矢量V*，都可由相邻的非零空间电压矢量和零矢量合成。由前面的分析可知，若空间参考电压矢量V*在复平面匀速旋转，就能得到三相正弦电压。但是由于开关频率和矢量组合的限制，参考电压矢量的运动轨迹不是标准的圆，而是多边形准圆。显然，开关频率越高，参考电压矢量的轨迹就越接近圆[24]。

当参考电压矢量落在图3-2中的第一扇区时，参考电压矢量V*由非零矢量V1、V2和零矢量V0,7合成。设PWM开关周期为Ts，矢量V1的作用时间为T1，矢量V2的作用时间为T2，零矢量V0,7的作用时间为T0,7，由伏秒平衡原理，得：

V1T1V2T2V*Ts

(3-12) (3-13)

T1T2T0,7TS

设V*与V1的夹角为θ，运用正弦定理，可得：

V*2sin3T2V2TssinT1V1Tssin(3 (3-14)

-)又由|V1|=|V2|=2Udc/3，可得：

17

TmTsin()s13 T2mTssinTTTTs120,7其中，m为两电平SVPWM调制系数。

m3UdcV*

(3-15)

(3-16)

同理，可求得当参考电压矢量落在其他扇区时每个合成矢量的作用时间。 从式（3-15）可以看出，只能确定矢量V0和V7的作用时间之和，而不能具体确定他们各自的作用时间。对于两种零矢量的选择，主要考虑到使每个PWM周期内，开关状态变化次数尽可能减小，这样可以减小开关损耗。为此，常采用七段对称式开关状态输出方式，这种开关方式不仅可以降低开关损耗，且谐波含量相对较低。具体地，在一个开关周期中，令V0和V7的作用时间相等，即T0=T7，并且将V0矢量的作用时间平均分布在一个开关周期的始端和末端。以参考电压矢量V落在第一扇区为例，其合成矢量为V1和V2，七段对称式开关状态输出顺序依次为000-100-110-111-110-100-000，开关管动作6次，且波形对称。其合成矢量作用时间如图3-3所示。

SaSbSc000100110T2/2111T7Ts110100000T0/2T1/2

图3-3 七段对称式开关状态

3.3 三电平SVPWM算法原理 3.3.1 空间电压矢量的分类

三电平SVPWM算法是对两电平SVPWM算法的延伸，基本思想是类似的，T型三电平三相逆变器拓扑如图3-4所示。

18

PSa1Sa2Sa3Sb1Sc1C1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3C2N图3-4 三相T型三电平逆变器拓扑

与两电平SVPWM类似地，定义开关函数，

2 (Sx1,Sx2,Sx3,Sx4)(1,1,0,0)Sx1 (Sx1,Sx2,Sx3,Sx4)(0,1,1,0)0 (S,S,S,S)(0,0,1,1)x1x2x3x4

(3-17)

其中x=a、b、c。Sxk(k=1,2,3,4)的值表示x相第k个开关管的状态，1表示对应开关管导通，0表示对应开关管关断。则三相输出电压为

UAO(Sa-1)Udc/2

UBO(Sb-1)Udc/2 UCO(Sc-1)Udc/2(3-18)

与两电平类似，将三相电压定义在互差120°的平面坐标系上，并将三相输出电压转换到复平面上合成空间矢量。空间电压矢量定义为

22jj23Vs(VaVbeVce3)3

(3-19)

由(3-17)可知,三电平逆变器有33=27种不同的开关组合，对应27种不同的开关状态组合，由(3-17)~(3-19)，可以得出三电平逆变器空间电压矢量为[25, 26] 2Vs(UAOUBOej2/3UCOej2/3)3 (3-20)

1 [(2SaSbSc)j3(SbSc)]Udc6由(3-20)可以画出三相三电平的空间矢量分布图。用SaSbSc来表示空间矢量，如图3-5所示。27种开关状态对应了19个空间矢量。可以将这19个矢量按照幅值大小分成四类：幅值为2Udc/3的为大矢量，幅值为3Udc/3的为中矢量，幅值为Udc/3的为小矢量，幅值为0的为零矢量；每个小矢量对应两个开关状态，零矢量对应三个开关状态，如表3-2所示。

19

020120220021121010122011022222111000221110211100212101210Vref200012112001201002102202

图3-5 三电平电压空间矢量分布图 表3-2 三电平电压空间矢量分类表 零矢量 小矢量 中矢量 大矢量 000,111,222 100,211,110,221,010,121 122,011,112,001,101,212 210,120,021,012,102,201 200,220,020,022,002,202 与两电平的空间电压空间矢量一样，三电平的空间参考电压矢量的运动轨迹也为多边形准圆。但是，由于三电平的空间电压矢量比两电平的空间电压矢量多，使得合成的矢量能更好地逼近参考电压矢量，使输出谐波含量更少。这也是三电平SVPWM相比于两电平SVPWM的优势所在。

三电平SVPWM调制方法具体实现步骤可分为4步[27]：

(1)参考电压矢量所在小区域的判断；(2)根据最近三矢量原则选择三个状态矢量来合成参考电压矢量；(3)计算各个矢量作用的时间；(4)优化输出矢量的开关顺序。下面进行具体说明。

3.3.2 小区域的划分和合成矢量的选择

传统的三电平SVPWM调制方法的扇区划分方法是用6个大矢量将矢量空间划分成六个大区域，而在每个大区域中又由其包含的各矢量的顶点划分成四个小区域，即将整个矢量空间划分成为24个小区域。当参考电压矢量落入某个三角形小区域，就选择该三角形小区域中离参考电压矢量最近的3个矢量来合成参考电压矢量，即使用这个三角形三个顶点所代表的三个矢量。这样可以减小输出电压的谐波。由于小矢量和零矢量有冗余，选择具体的开关状态时有一定的自由度，可以用来获得更好的EMC和THD等性能指标。另外，这三个开关状态的调制顺序反映到所在三角形区域内是顺时针或逆时针，也是一个自由

20

度。

当输出开关矢量的作用时间小于开关器件的最小导通（关断）时间，控制信号为窄脉冲，则本应该导通（关断）的器件将不能正常导通（关断）。窄脉冲的存在会导致开关器件损坏，而且会使输出波形畸变加剧，导致谐波含量增大。考虑到将离参考电压矢量最近的状态矢量作为每个矢量合成周期的起始和结束矢量。因为这个矢量所用的合成较长，可以尽量避免边缘窄脉冲情况的出现[25]。用6个中矢量对这24个区域进一步划分，最终得到36个小区域，以便于起始和结束矢量的选择。

图3-6为第一大扇区的小区域划分结果，其他扇区的划分方法与此类似。

220622111022221110001210432111005200

图3-6 传统三电平SVPWM第一扇区的小区域划分

利用某一时刻参考电压矢量Vref的幅值|Vref|和相位θ，根据小区域的边界线方程可以确定Vref所在的小区域，就可以根据最近三矢量原则选择所用的合成矢量。

首先，根据θ确定Vref所在大扇区。 当θ=0~60°时，Vref位于第一大扇区； 当θ=60~120°时，Vref位于第二大扇区； 当θ=120~180°时，Vref位于第三大扇区； 当θ=180~240°时，Vref位于第四大扇区； 当θ=240~300°时，Vref位于第五大扇区； 当θ=300~360°时，Vref位于第六大扇区。 然后，根据|Vref|和θ判断出Vref所在的小区域。

以第一扇区为例进行说明，参考电压矢量在x、y坐标轴上的投影分别为x=|Vref|cosθ和y=|Vref|sinθ。

区域1、2与区域3、4的边界线方程为：

y3x3Udc 3(3-21)

区域3和区域5的边界线方程为：

21

y3x3Udc 3(3-22)

区域4和区域6的边界线方程为：

3(3-23) Udc

6(1)1、3、5三个小区域和2、4、6三个小区域的边界线是θ=30°。由此可

y判断出Vref位于1、3、5三个小区域还是2、4、6三个小区域。

(2)当Vref位于1、3、5三个小区域时，由式(3-21)和(3-22)判断其所在小区域。

(3)当Vref位于2、4、6三个小区域时，由式(3-21)和(3-23)判断其所在小区域。

其他大扇区的判断方法与之类似。 3.3.3 合成矢量的时间计算

合成矢量的时间计算方法与两电平SVPWM是类似的，同样地，根据伏秒平衡原则，得出矢量方程

考电压矢量调制周期。

以第一扇区第1区域为例，当Vref位于该区域时，有

V1T1V2T2V3T3VrefTs

T1T2T3Ts

(3-24) (3-25)

其中，V1、V2、V3为所选状态矢量，作用时间分别为T1、T2、T3，Ts为参

V100/211T1V110/221(cos60jsin60)T2V000/111/222T3Vref(cosjsin) T1T2T3Ts解出

(3-26)

T2mTsin()s13 T22mTssinT3[12msin()]Ts3其中，空间电压矢量调制比为

(3-27)

3.3.4 开关状态顺序

m3VrefUdc (3-28)

类似地，可以求出当Vref位于其他区域时，合成矢量的作用时间。 分析三电平区域划分方式可以发现，不论参考电压矢量落入哪个小区域，这个小区域的三个顶点中至少有一个是小矢量。即这三个矢量至少可以反映4种开关状态。用7段对称式发波方式，将每个调制周期分为7段，第1个、第4个矢量和第7个矢量在空间矢量中所处的空间位置相同，第2个和第6个矢

22

量相同，第3个和第5个矢量相同，成中心对称，而且相邻两个矢量只有一相的状态发生变化。其中第1个、第4个和第7个矢量选择离参考电压矢量最近的小矢量。以参考电压矢量位于第一扇区第5小区域为例，在一个调制周期中，以小矢量100开始，作用的时间为T1/4；再选用大矢量200，作用的时间为T2/2；再选用中矢量210，作用的时间为T3/2；再选用100的对偶小矢量211，作用的时间为T1/2；再对称地选用中矢量210，作用的时间为T3/2；以及大矢量200，作用的时间为T2/2；以及小矢量100，作用的时间为T1/4，如图3-7所示。

Sa210tSb210Sc210tT14T22T32T12T32T22T14t

图3-7 第一扇区第5小区域开关状态顺序

采用对称式发波，可以消除偶次谐波，而每个调制周期内相邻两个开关状态只有一相的开关状态有变化，可以减少开关损耗并降低开关频率。

各个区域开关状态顺序如表3-3所示。

表3-3 各区域开关状态顺序 区域 1-1 1-2 1-3 1-4 1-5 1-6 2-1 2-2 2-3 2-4 2-5 23

开关状态顺序 100-110-111-211-111-110-100 110-111-211-221-211-111-110 100-110-210-211-210-110-100 110-210-211-221-211-210-110 100-200-210-211-210-200-100 110-210-220-221-220-210-110 110-111-121-221-121-111-110 010-110-111-121-111-110-010 110-120-121-221-121-120-110 010-110-120-121-120-110-010 110-120-220-221-220-120-110

2-6 3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 5-1 5-2 5-3 5-4 5-5 5-6 6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6 3.4 系统模型及并网控制策略

010-020-120-121-120-020-010 010-011-111-121-111-011-010 011-111-121-122-121-111-011 010-011-021-121-021-011-010 011-021-121-122-121-021-011 010-020-021-121-021-020-010 011-021-022-122-022-021-011 011-111-112-122-112-111-011 001-011-111-112-111-011-001 011-012-112-122-112-012-011 001-011-012-112-012-011-001 011-012-022-122-022-012-011 001-002-012-112-012-002-001 001-101-111-112-111-101-001 101-111-112-212-112-111-101 001-101-102-112-102-101-001 101-102-112-212-112-102-101 001-002-102-112-102-002-001 101-102-202-212-202-102-101 101-111-211-212-211-111-101 100-101-111-211-111-101-100 101-201-211-212-211-201-101 100-101-201-211-201-101-100 101-201-202-212-202-201-101 100-200-201-211-201-200-100 在分析三电平逆变器并网控制策略之前，我们要先建立逆变器的数学模型，首先建立ABC坐标系下的数学模型，然后经过坐标变换，建立dq坐标系下的数学模型，由于三相三线制系统不存在零序分量，因此无需分析0轴情况。 3.4.1 T型三电平并网逆变器的数学模型

在三相平衡系统下，令滤波电感均为L，电感等效电阻均为R，在ABC静止坐标系下，逆变桥输出电压分别为uia、uib、uic，电感电流为ia、ib、ic，电网电压为ea、eb、ec。则系统的三相电压电流方程为：

24

dia+iaReadtdi(3-29) uibLb+ibReb

dtdiuibLb+icRecdt由式(3-29)知，在ABC静止坐标系下，三相电压是相互独立的。因此，在

uiaL设计控制系统时每相可单独设计。图3-8是A相在静止坐标系相下的模型框图，B、C相与A相相同。

uiaea-+ia1LsR

图3-8 逆变器A相在三相静止坐标系下的控制模型框图

同步旋转坐标系定义如图3-9所示，d轴和q轴相互垂直，q轴超前d轴90°，q轴和d轴同时以ω为角频率逆时针旋转。根据坐标等量变换原则，对三相静止坐标系和两相旋转坐标系间的变换关系进行分析。图中，E、I分别表示三相电网电压矢量和并网电流矢量。为简化分析，令电网电压矢量与d轴重合，因此d轴方向的电流分量id即为有功电流分量，q轴方向的电流分量iq为无功电流分量。令θ=ωt。

qBId(E)iqidAC

图3-9 同步旋转坐标系

电流矢量I在三相静止坐标系下的投影为：

iaIcos

ibIcos120 icIcos120(3-30)

由于是三相三线制系统，没有零轴分量，矢量I在dq坐标系下的投影为：

idIcos (3-31)

iqIsin可以得出ABC到dq坐标变换公式如下：

25

id2cosiq3siniaiacos120cos120i iMbsin120sin120bicic(3-32)

式中，M为坐标变换矩阵。M的逆矩阵为

cossinM1cos120sin120

cos120sin120因此，dq坐标系中三相逆变器的电压方程为：

didRdtid1uid1edL dieRLqiqLuiqqLdt(3-33)

(3-34)

由上两式得到三相逆变器在dq坐标系下的模型框图如图3-10所示：

uid+ed-+1LsRidLLuiq+--eq1LsRiq

图3-10

逆变器在旋转坐标系中的模型框图

三相逆变器在dq轴中的模型中，dq轴分量是相互耦合的。矢量在dq轴上的分量与时间无关，只与初始状态相关，因此，在dq坐标系下可以用PI调节器跟随给定值，但是要实现精确控制，需要对dq轴解耦[28]。 3.4.2 T型三电平并网逆变器的控制策略

在d-q坐标系下，采用并网电流反馈闭环控制策略，目标是控制逆变器并网电流波形。图3-11为系统控制原理图。

26

LT型三电平逆变器Reaebec三相电网ibicabcdqabcdq*idabcdquiduiqedeqid-iqPI调节器-*iq0ea eb ecPLL

图3-11

系统控制原理图

图中ω0为电网电压角频率，θ为电网A相电压的相角，θ的值由锁相环得出。id*、iq*是电流参考值，为实现单位功率因数，应使q轴电流参考值满足：iq*=0

稳态下ω(t)=ω0，式(3-34)可以写为：

didLL0iqidRuideddt diLqLiiRue0dqiqqdt (3-35)

可以看出id和iq是动态耦合的，为了动态解耦id和iq，我们可以用前馈解耦控制策略，系统的被控量是uid和uiq，则uid和uiq的控制方程如下：

K*uidKpiididL0iqeds (3-36)

K*uiqKpiiqiqL0ideqs上式中，Kp和Ki是电流环PI调节器的比例系数和积分系数

图3-12是逆变器电流环解耦控制模块框图，图中kd(s)、kq(d)分别是电流环d、q轴的PI调节器。

-i*ded+kd(s)idud-L++eqiqL*iq-kq(s)uqT型逆变桥uided-+1LsRidLLuiq--eq1LsRiq

图3-12

逆变器电流环解耦控制模块框图

27

控制策略采用的电网电压前馈和并网电流前馈的解耦控制，由于d、q轴的控制相似，q轴的控制策略不再赘述。图3-13为逆变器d轴电流内环的简化框图。

i*d-kd(s)uid1LsRid

图3-13 逆变器d轴电流环的简化框图

图中，

kd(s)KpKi s(3-37)

所以电流环的开环传递函数为：

KpsKi/Kpl(s) LssR/L(3-38)

可以看到在s=-R/L处有一个实极点，而且这个极点非常接近原点，这样开环传递函数的幅值和相位会在一个相对较低的频率就开始下降，所以我们将用一个零点补偿此极点。假设补偿后的开环传递函数的形式是l(s)=Kp/Ls，则闭环传递函数的表达式是：

Gi(s)iLd(s)l(s)1 *iLd(s)1l(s)is1(3-39)

τi是电流环闭环传递函数的时间常数，本系统取τi=0.5ms，可以得到：

LKpi (3-40) KRii电流环的带宽是：

1/i1000Hz

电流闭环传递函数是一个一阶传递函数，τi是由我们选择的，为了获得较快速的电流环响应，τi要足够小，而又要保证电流环的带宽1/τi小于一定值，例如小于开关频率的1/10。这取决于逆变器应用场合和逆变器的开关频率，通常取0.5-5ms之间，q轴采用同样的PI调节器。 3.5 本章小结

本章首先分析了两电平SVPWM的算法原理，进而推论到三电平SVPWM的算法原理。对三电平SVPWM算法做了详细介绍，给出了三电平SVPWM发波的具体实现过程。然后介绍了本系统中并网逆变器采用的电流控制策略，将采样的三相电压电流进行dq变换，在dq坐标系下将给定电流和反馈电流进行

28

比较，然后经过PI调节器，再进行dq轴解耦，加上电网电压前馈，得出dq坐标系下的逆变侧电压参考值，通过dq反变换，得到ABC坐标系下的逆变侧电压参考值，作为三电平SVPWM的参考电压矢量。

29

第四章 共模电流抑制

4.1 引言

抑制非隔离光伏并网系统的共模电流主要有两种方法。第一种是通过改进逆变器拓扑和开关管调制方法来减小共模电压的波动，第二种是通过增大共模谐振回路的阻抗或通过并联支路来减小共模电流。共模谐振回路的阻抗主要取决于寄生电容大小、滤波器阻抗、电网阻抗、线路阻抗、接地阻抗和大地阻抗等[29]。

4.2 三相T型三电平逆变器共模电流及抑制 4.2.1 共模电流分析

三相T型三电平光伏并网系统如图4-1所示。

PCp1Sa2Sa1Sa3Sb1Sc1LeaebC1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3C2ecicmCp2N 图4-1 三相T型三电平光伏并网系统

三相三电平逆变器的共模电压定义为 幺值为

*UcmUcm(UAOUBOUCO)/3

(4-1)

Ucm的取值有0，±Udc/6，±Udc/3，±Udc/2这7种可能。定义共模电压标

Ucm Udc/6(4-2)

则Ucm*取值范围是0，±1，±2，±3。三电平逆变器的开关状态及共模电压及其标幺值对应关系如表4-1和图4-2所示。

30

表4-1 三电平逆变器开关状态对应的共模电压 三电平逆变器开关状态 222 221,122,212 211,121,112,220,022,202 111,210,120,021,012,102,201 110,011,101,200,020,002 100,010,001 000 020(-1)120(0)Ucm Udc/2 Udc/3 Udc/6 0 -Udc/6 -Udc/3 -Udc/2 220(1)Ucm* 3 2 1 0 -1 -2 -3 021(0)121(1)010(-2)222(3)111(0)000(-3)221(2)110(-1)210(0)Vref022(1)122(2)011(-1)112(1)001(-2)211(1)100(-2)212(2)101(-1)200(-1)012(0)201(0)002(-1)102(0)202(1)

图4-2 三电平逆变器开关状态及共模电压标幺值

传统的三电平SVPWM调制方法一般会避开222和000这两个开关状态，因此共模电压在±Udc/3之间。

流过寄生电容上的共模电流icm为

icmCdUcm dt(4-3)

共模电流icm与共模电压Ucm的变化率成正比。为了抑制共模电流，应尽量降低共模电压的频率，如果共模电压为定值，则基本能够消除共模电流。 4.2.2 共模电流抑制的方法

对于某种逆变拓扑，抑制共模电流的方法大致可以分为三种，第一种是并联支路分流，第二种方法是增大共模回路阻抗，第三种方法是抑制共模电压[29]。

1.并联支路分流 (1)直流侧电容中点箝位

如图4-3所示，将直流侧电容中点和电网中性点相连。因为直流侧电容比寄生电容大很多，因此大部分共模电流会流入直流侧电容，所以使流入寄生电容的共模电流减小了。由于在共模回路中，寄生电容和直流侧电容是并联的，

31

直流侧电容的容值很大，电压的波动很小，光伏阵列对地的电压被箝位，而寄生电容的共模电压的波动很小，流过寄生电容的共模电流也很小。

PCp1Sa2Sa1Sa3Sb1Sc1LeaebC1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3C2ecCp2Nicm 图4-3 直流侧电容中点箝位的三相T型三电平光伏并网系统

(2)无源低通滤波器

如图4-4所示，将星形连接的阻容电路中性点和直流侧电容中点相连，也可以将阻容电路的中性点与直流侧的正极或负极相连。该滤波器既可以减小共模电流也可以减小差模电流。

PCp1Sa2Sa1Sa3Sb1Sc1LeaebC1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3C2ecRfCfCp2Nicm 图4-4 带无源低通滤波器的三相T型三电平光伏并网系统

2.增大共模回路阻抗

如图4-5所示，在线路中加入共模电感，可以抑制共模电流。

32

PCp1Sa2Sa1Sa3Sb1Sc1Lea*C1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3ebec*C2*Cp2Nicm 图4-5 带共模电感的三相T型三电平光伏并网系统

3.抑制共模电压

(1)外接电压源抵消共模电压

如图4-6所示，在共模回路中串联一个与共模电压大小相等、方向相反的电压源，能够抵消共模电压从而抑制共模电流。也可以采用多个逆变器并联的方法，使各个逆变器产生的共模电压相互抵消。

PCp1Sa2Sa1Sa3Sb1Sc1LeaebC1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4*OSc2Sc3*C2ec*RfCf*Cp2Nicm 图4-6 串联反相电压源的三相T型三电平光伏并网系统

(2)改变PWM调制方法

由上一节分析可知，若通过改变PWM调制方法，使得共模电压Ucm保持不变，则可以抑制共模电流。

33

4.3 三相T型三电平逆变器共模电流抑制的SVPWM方法

由前面的分析可知，要抑制共模电流，就要减小共模电压的变化率，具体来说，就是要减少每个调制周期内共模电压的变化次数。

由表4-1可知，三电平SVPWM的开关状态中有6个中矢量状态和1个零矢量状态对应的共模电压值为0。消除共模电压的PWM调制[30, 31]只使用这7种开关状态进行SVPWM调制，则能使共模电压值维持在0，所以可以抑制共模电流。但是这种调制方法使用的矢量数量太少，输出线电压THD值太大，所以需要进一步研究新的共模电流抑制算法。

传统的三电平SVPWM调制方法采用7段对称式发波，每个调制周期内，用到了4种开关状态，三相开关状态都会发生变化。抑制共模电压的SVPWM调制方法采用5段对称式发波，每个调制周期内，只用到了3种开关状态，三相开关状态其中的一相会保持不变。这个特点被称为平顶技术(the Flat Top technique)[32]，利用这个特点可以降低开关损耗。

另外，7段发波和5段发波的区别还在于，前者每个调制周期内，共模电压发生了6次变化，即产生6个共模电流脉冲，而后者在每个调制周期内，共模电压发生了4次变化，即产生4个共模电流脉冲。以第一扇区第5区域为例，前文已对7段发波的开关次序进行了说明，5段发波的开关次序是在一个调制周期中，以小矢量211开始，作用时间为T1/2；然后选择中矢量210，作用时间为T2/2；然后选择大矢量200，作用时间为T3；然后再依次对称选择中矢量210，作用时间为T2/2；小矢量211，作用时间为T1/2。两种发波方式的共模电压变化过程如图4-7所示。可以发现，5段发波比7段发波能更好地抑制共模电流。

*Vcm*Vcm101TS-1-2t0-1-2TSt

图4-7 7段发波（左）与5段发波（右）共模电压变化对比

另一个抑制共模电流的思路就是通过改变矢量的选择方法来抑制共模电流，目的是使这几个开关状态的共模电压值越接近越好。仍以第一扇区第5区域为例，传统方法选择210、200、211(100)这三个状态，共模电压标幺值分别为0、-1、1(-2)。如果改为选择210、200、201三个状态，则对应的共模电压标幺值变成为0、-1、0。可以看出这种新的矢量选择方法能使一个调制周期内开关状态的共模电压值更接近，而且有两个状态对应的共模电压标幺值都为0。理论上，这两个状态之间的转换不会产生共模电流脉冲，共模电压变化过程如

34

图4-8所示，采用4段式发波，每个调制周期内只会产生2个共电流脉冲。利用这种调制方式可以进一步抑制共模电流。

*Vcm10共模电压相等的两个状态进行转换-1-2TSt

图4-8 4段发波共模电压变化

这种矢量的选择方式的拓展，使得三个矢量不局限于等边三角形的顶点，还可以是等腰三角形的顶点，增加了矢量选择的自由度。

将这上面分析的思路与抑制共模电压的SVPWM调制方法相结合，提出一种三电平NPC逆变器共模抑制的SVPWM算法，可以在抑制共模电压的同时抑制共模电流，且输出电压的THD小于消除共模电压的SVPWM调制方法所得的结果。

用6个大矢量将矢量空间划分成六大扇区，每个大扇区又分为6个小区域，如图4-9给出为第一大扇区的划分结果，其他扇区的划分方法与此类似。

220622111022221110001211100342005210

图4-9 共模电流抑制的三电平SVPWM方法第一扇区的小区域划分

第一大扇区开关矢量的作用次序如表4-2所示，n表示小区域，其余扇区以此类推。这种开关状态选择方式的特点是4段发波，每个调制周期的第1段和第4段是中矢量开关状态，对应的共模电压标幺值为0；第3段为零矢量或中矢量，共模电压标幺值也是0；第2段为小矢量或大矢量，且只用共模电压标幺值为±1的开关状态。这样使得共模电压限制到±Udc/6之间，而每个调制周期只会产生2个共模电流脉冲，可以实现共模电流抑制。

表4-2 共模电流抑制的三电平SVPWM方法第一扇区开关作用次序

n 1 三电平逆变器开关状态 210→211→111→210 Ucm* 0→ 1→0→0 35

2 3 4 5 6 4.4 本章小结

210→110→111→210 210→211→201→210 210→200→201→210 210→110→120→210 210→220→120→210 0→-1→0→0 0→ 1→0→0 0→-1→0→0 0→-1→0→0 0→ 1→0→0 本章给出了非隔离光伏并网系统中共模电流产生的原因，介绍了抑制共模电流的主要方法，包括并联支路分流、大共模回路阻抗、抑制共模电压等。最后提出了三相T型三电平逆变器共模电流抑制的SVPWM方法，通过减少每个调制周期内共模电压的变化次数来减小由于共模电压波动产生的共模电流。仿真结果将在第六章给出。

36

第五章 中点电位平衡

5.1 引言

中点电位的平衡问题，是T型三电平逆变器的固有问题。因为逆变器每相桥臂的输出端在某些开关状态下连接到了直流侧串联电容中点，所以当逆变器正常工作时会有电流流入或流出串联电容中点，对上下两个电容进行不平衡的充放电，造成中点电位不断变化。三电平逆变器中点电位的平衡是逆变器正常工作的重要保证。本章给出了能够造成中点电位不平衡的原因，分析了各种开关状态下，中点电流情况，比较了几种中点电位不平衡的抑制方法，并在此基础上提出了一种新的分配因子法，不需要考虑三相电流方向及中点电位变化方向，便可以实现中点电位平衡。最后综合考虑共模电流抑制和中点电位平衡，对主电路进行了改进，采用低通滤波器抑制共模电流，原有的中点电位平衡方法的思想仍然适用，而且新拓扑使共模电流大大减小。 5.2 中点电位不平衡的原因及分析 5.2.1 中点电位不平衡的原因

造成中点箝位型三电平逆变器中点电位不平衡的原因有很多，现总结如下

[33, 34]

：

(1) 由于制造工艺有限，直流侧两个电容参数的不一致，会导致两个电容充放电不均匀，造成中点电位偏移。

(2) 开关延迟造成中点电位变化。

(3) 当并网电流变化时，也会导致中点电位也会变化。 (4) 调制比过高的时候，中点电位比较难以稳定。

(5) 功率因数也会影响中点电位，无功电流分量会造成中点电位的周期性波动，有功电流分量则会造成中点点位的偏移，并逐渐累积[35]。

(6) 逆变器的发波方式是造成中点点位不平衡的主要原因，在某些开关状态下逆变器输出端连接到了直流侧串联电容中点，造成电流流入或流出中点。

中点电位不平衡会带来很多危害，并网的时候导致逆变器输出电压波形畸变，输出电压波形畸变反过来会加剧中点电位不平衡；还会使得开关器件承受的电压不平衡，严重的导致器件损坏；电容器不停的充放电，缩短了电容器使用寿命。因此，为了保证逆变器正常运行，必须控制中点电位平衡[36]。

下面分析不同开关状态作用的时候，对中点电位的影响。首先假设同一桥臂串联的电容器参数完全相同。三相三线制系统中并网三相电流之和为零。把T型三电平逆变器的小矢量分为正小矢量和负小矢量，正小矢量是交流输出端分别与正直流母线及电容中点相连接的六个电压矢量，分别为211、221、121、122、112、212。负小矢量是交流输出端分别与负直流母线及电容中点相连接的

37

六个电压矢量，分别为100、110、010、011、001、101。下面分析不同电压矢量作用的时候中点电流的情况，将滤波器和三相电网等效为星形连接的阻抗，对逆变系统电路进行简化。

图5-1为零矢量111作用时系统等效电路图。三相电压输出端均接在直流侧电容中点，由于ia+ib+ic=0，所以中点流出电流io=0。零矢量111作用时对中点电压无影响，同样零矢量000和222作用时，交流侧和直流中点无连接，对中点电压没有影响。

iaUdcC1C2ioibic

图5-1 零矢量111作用时系统等效简化电路图

图5-2为大矢量200作用时，系统的等效电路图。A相输出端接到直流母线正端，B、C相均接到直流母线负端，未引出中点电流，对中点电压无影响。同理其他大矢量作用时，交流侧和直流中点无连接，也不会引起中点电压波动，所以大矢量作用时对中点电压无影响。

iaUdcC1C2ibic

图5-2 大矢量200作用时系统等效简化电路图

图5-3为中矢量210作用时，系统的等效电路图，A相输出端接到直流母线正端，B相输出端接到电容中点，C相输出端接到直流母线负端。此时中点电流为B相电流，B相电流是波动的，因此造成中点电位波动。

iaUdcC1C2ioibic

图5-3 中矢量210作用时系统等效简化电路图

表5-1为中矢量作用时，中点电流的情况。中矢量作用时，交流侧均与直

38

流中点有连接，相电流流入或流出中点，造成中点电位波动。

表5-1 中矢量作用时对应的中点电流情况

中矢量 210 120 021 012 102 201 中点电流情况 ib ia ic ib ia ic 图5-4为正小矢量211作用时，系统的等效电路图。A相输出端接到直流母线正端，B、C相输出端接到直流侧中点。此时中点电流为io=ib+ic=-ia，中点电流是波动的，因此造成中点电位波动。

iaUdcC1C2ioibic

图5-4 正小矢量211作用时系统等效简化电路图

表5-2为正小矢量作用时，中点电流的情况。由此可知，正小矢量会造成中点电压波动。

表5-2 正小矢量作用时对应的中点电流情况 正小矢量 211 221 121 122 112 212 中点电流情况 -ia ic -ib ia -ic ib 图5-5为负小矢量100作用时，系统的等效电路图。A相输出端接到直流侧中点，B、C相输出端接到直流母线负端。此时中点电流为io=ia，中点电流是波动的，因此造成中点电位波动。同理分析，在其他负小矢量作用时，会造成中点电压波动。

39

iaUdcC1C2ioibic

图5-5 负小矢量100作用时系统等效简化电路图

表5-3为负小矢量作用时，中点电流的情况。

表5-3 负小矢量作用时对应的中点电流情况 负小矢量 100 110 010 011 001 101 中点电流情况 ia -ic ib -ia ic -ib 由上表5-2和5-3可以看出，成对的正负小矢量作用时中点电流刚好相反，根据这一发现，我们就可以依次找出一种消除小矢量导致的中点电压波动的方法，后文将详细介绍。

根据第三章中对为三相开关函数Sa、Sb、Sc的定义，我们可以得出中点电流与开关函数的关系如下[37]：

io(1Sa1)ia(1Sb1)ib(1Sc1)ic

(5-1)

综上所述，大矢量和零矢量对中点电位无影响，而中矢量和小矢量作用时会产生中点电流，导致中点电压变化，而且当电网电压不平衡的时候，中点电压波动加剧。通过调整成对小矢量作用时间可以消除小矢量对中点电压的影响，而中矢量没有相应的成对矢量，中矢量造成的中点电流的大小和方向是一直变化的，其频率是输出电压基频的3倍，这样就在中点造成了持续的低频电压纹波。因此我们还要寻求其他方法消除中矢量对中点电压造成的影响。 5.2.2 控制中点电位平衡的方法

针对中点电位不平衡的控制方法有很多，总体上可从硬件电路和控制策略两个方面进行改善。硬件电路法有通过采用多个直流电源或外加电压补偿电路实现，但是这两种方法都会增加硬件设备，体积增大，成本增加。将中点与电网中性点相连的方法，将造成交流侧出现较大的直流分量，由于谐波和变压器饱和等原因，在某些场合是不允许的[38]。实际应用中多采用控制策略上的改进

[39-41]

。

40

上节中提到的通过使成对小矢量作用时间相等，可以消除小矢量对中点电压的影响，但是这种方法无法消除中矢量对中点电压造成的影响。在此方法的基础上，文献[42]提出了分配因子法用于平衡中点电压，通过检测三相输出电流的大小和方向以及电容上的电压变化大小和方向，引入小矢量作用时间分配因子并给出了分配因子的计算公式，调整小矢量作用时间，可以实现对中点电压的精确控制，但是这种方法需要处理的信息量大，需要分析中点电流方向，直流侧电容电压偏移方向以及在此基础上每个小矢量作用时对中点电压大小的影响，过程比较复杂。

滞环控制法是一种简化的分配因子法，通过经验对分配因子k进行赋值，当中点电位波动超过一定范围时，通过k调整正负小矢量的作用时间，是一种定性粗略的方法[43-45]。

虚拟SVPWM是将中矢量作用时间平均分配给这个中矢量和相邻两个小矢量的方法，以第一扇区为例，开关状态为210时对应的中点电流为ib，开关状态为100时对应的中点电流为ia，开关状态为221时对应的电流为ic，在原来的中矢量210作用的时间之内，将中矢量210的作用时间平均分配给矢量100、210和221，则此期间内流入中点电流平均值为零，这样整个开关周期内中点电流的平均值为零，这样就可以消除中点电压的低频波动，但是这种方法使开关频率变为原来的4/3倍，开关频率升高，开关损耗变大，而且计算过于复杂[46]。

用大矢量合成中矢量法[47]将原来的中矢量用两个大矢量来合成，因此有效的消除了中点电压的波动，但是由于大矢量在合成的时候很容易产生窄脉冲，使输出电压谐波增加，开关频率大大增加，而且计算也过于复杂，得不偿失，因此很少采用。

在使用SPWM调制方法时，多使用零序电压注入法[48, 49]，在使用载波调制方法的时候，零序电压分量是唯一的自由度，适当的注入零序电压可以调节中点电位平衡。零序分量的含义是加到三相的直流量，因为三相系统不存在中线，因此不会对线电压产生影响。但是通过调整零序分量的大小，可以实现中点电压平衡的功能。这种方法较上述方法简单，但是在高调制比、低功率因数下调节能力不足。

本文在分配因子法的基础上提出了一种新方法用于平衡中点电压，这种方法不需分析小矢量作用时每相电流方向，中点电压偏移方向及小矢量对中点电压的影响。本文提出的分配因子不同于文献[42]中分配因子的概念。下文将详细描述这种方法，并推导出分配因子的计算公式。

以第一扇区为例，假设参考电压矢量终点落在第一扇区的第5区域中，如图5-6，那么按照传统的七段式发波方法，七段的矢量顺序依次为100、200、210、211、210、200、100，假设通过七段式方法计算得出的小矢量100、211，大矢量200，中矢量210作用的时间分别为t0、t1和t2，如图5-7所示各矢量作

41

用的时序，开关周期为Ts。

62211102121043211100Vref5200

图5-6 第一扇区第5区域参考矢量Vref合成

Sa210Sb210tSc210tt04t12t22t02t22t12t04t

图5-7 七段式发波法矢量时序

经过前文的分析，小矢量和中矢量对中点电压均有影响，通过对小矢量作用时间的调整，可以消除这种影响。现在我们定义小矢量分配因子k，经过调整，矢量100作用时间变为t0'，平均分配在两端，矢量200和210作用时间不变，矢量211作用时间变为t3，仍位于七段的中间位置，矢量时序图如图5-8所示。定义t0'和t3与分配因子的关系如下：

(1k)t0't02

(1k)t0t3242

(5-2)

Sa210Sb210tSc210t't02t12t22t3t22t12't02t

图5-8 分配因子法矢量时序图

分配因子法控制的原理是在一个开关周期内控制流入中点的电荷等于由于中点不平衡造成的电荷流失，假设一个周期内电容电压，三相电流是保持不变的。矢量100作用时对应的中点电流为io0=ia，矢量200作用时中点电流为io1=0；矢量210作用时中点电流为io2=ib；矢量211作用时中点电流为io3=(ib+ic)=-ia。那么一个周内，流出中点电荷的表达式为：

'QOiodtio0t0io1t1io2t2io3t3

0TS(5-3)

每个开关周期直流侧两电容上的电压差值为△Uc=Uc1-Uc2，直流侧电容等效为两个电容串联，因此中点存储的电荷的表达式为[50]：

CUCQC

2(5-2)、(5-3)、(5-4)可得分配因子的表达式如下：

CUC2io1t12io2t2(io1io3)t0 k(io1io3)t0(5-4)

为了使中点电压平衡，中点流入流出的电荷应该相等，即QO=QC，联立式

(5-5)

将io0，io1，io2，io3代表的电流表达式带入上式，就可以计算出电压矢量参考值的分配因子，可见本文介绍的分配因子的计算无需考虑瞬时的三相电流方向和电容电压中点偏移方向，计算过程非常简单。

其实上式也是计算分配因子的通式，在上一节中分析了不同矢量作用下的中点电流情况，根据传统七段式发波方法可以计算出传统的三个矢量作用的时间t0，t1，t2，再由每个矢量作用时对应的中点电流情况，带入上式就可以计算出分配因子。值得注意的是分配因子的范围是-1≤k≤1，当分配因子不在这个范围之内的时候，说明输出电压幅值已经超出直流侧电压所能满足的范围了，在这种情况下，中点电压不平衡可以的到一定的抑制，但不能被完全消除。

43

5.3 中点电压平衡与共模电流抑制的方法结合

分配因子法从理论上可以有效的抑制中点电压不平衡的问题，但是这种方法确定了逆变器的发波方式，矢量选择和发波时序都已经确定，无法再实现第四章中提出的共模电流抑制的目标，基于这个不足，本文采用无源低通滤波器来抑制共模电流，如图5-9。

PCp1Sa2Sa1Sa3Sb1Sc1LeaebC1Sb2UdcSb3ABCSa4Sb4Sc4OSc2Sc3C2ecRfCfCp2Nicm 图5-9 带无源低通滤波器的三相T型三电平光伏并网系统

由于共模电流大部分是开关频率附近的高频分量，将滤波电容中点和直流侧电容中点连在一起后，为高频电流提供了一个通路，大大减小了流入电网的高频共模电流分量，降低了电池板和大地之间的分布电容对电网带来的影响。但是与此同时，电路结构的改变导致逆变器输出三相电流之和不再为零，产生了零序电流。而上节提出的分配因子法是基于逆变器输出三相电流之和为零的前提，这会导致原来的控制方法产生一定的问题，下面将详细分析拓扑改变对控制方法的影响。

主电路拓扑的改变使逆变器输出三相电流之和不为零，产生的零序电流iz

表达式如下：

iziaibic

(5-6)

在这种情况下，本章第一小节分析的不同矢量作用下中点电流的表达式就要做相应修改，例如小矢量211作用时，对应的中点电流应该如下：

ioibicizia

(5-7)

有零序电流时，中点电流的开关函数表达式如下：

io(1Sa1)ia(1Sb1)ib(1Sc1)ic izSa1iaSb1ibSc1ic (5-8)

分配因子法控制的原理是在一个开关周期内控制流入中点的电荷等于由于中点不平衡造成的电荷流失，有在有零序电流的情况下，此原理仍然适用，这

44

时候，零序电流流入中点，零序电流对中点电压的影响也将考虑在内。因此上节中提出的分配因子法的思想仍然适用。

表5-4对所有开关状态对应的中点电流都做了修正。

表5-4 改进主电路拓扑后各矢量作用时对应的中点电流情况 零矢量 222 111 000 大矢量 200 220 020 022 002 202 中矢量 210 120 021 012 102 201 正小矢量 211 221 121 122 112 212 负小矢量 100 110 010 011 001 中点电流io情况 0 ia+ib+ic=iz 0 中点电流io情况 0 0 0 0 0 0 中点电流io情况 ib ia ic ib ia ic 中点电流io情况 ib+ic=iz-ia ic ia+ic=iz-ib ia ia+ib=iz-ic ib 中点电流io情况 ia ia+ib=iz-ic ib ib+ic=iz-ia ic 45

101 ia+ic=iz-ib 在上一节介绍的分配因子法中计算分配因子时，用到了各种开关状态对应的中点电流。零序电流流入中点，因此计算流出中点电流的电荷计算方法变化如下：

'QO(ioiz)dtio0t0io1t1io2t2io3t3izTS

0TS(5-9)

式中各参量与上节中的定义相同，iz为零序电流。

联立式(5-2)、(5-4)、(5-9)可得分配因子的表达式如下：

CUC2io1t12io2t2(io1io3)t02izTS k(io1io3)t0(5-10)

从上式可以看出，当零序电流为零的时候，分配因子的表达式和完全相同，所以对没有改变电路拓扑的情况下也适用，并且对单电感滤波和LCL滤波的拓扑也同样适用[51]，所以这种方法应用范围非常广泛。 5.4 本章小结

本章给出了能够造成中点电位不平衡的原因，分析了不同矢量作用下，中点电流情况，比较了几种中点电位抑制方法的优缺点，并在传统的分配因子法的基础上提出了一种采用无源滤波器拓扑下的新的分配因子法，新的分配因子法不需要考虑三相电流方向及中点电位变化方向，便可以实现中点电位平衡，通过对此方法原理分析，公式推导，给出了分配因子的计算方法和公式。最后综合考虑共模电流抑制和中点电位平衡，对主电路进行了改进，采用低通滤波器抑制共模电流，原有的中点电位平衡方法的思想仍然适用，只需要对中点电流变化情况稍加分析，而且新拓扑为高频共模电流提供了一个回路，可以使流入电网的共模电流大大减小，改善并网电流的THD，仿真结果将在第六章给出。

46

第六章 仿真与分析

6.1 共模电流抑制的仿真

对第三章介绍的传统三电平SVPWM算法和第四章介绍的共模电流抑制的三电平SVPWM算法，在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型，如图6-1所示。仿真中不考虑中点电位波动和死区的影响。仿真参数为：

直流侧电压源Udc1=Udc2=350V，寄生电容Cp1=Cp2=1μF，开关频率fs=10kHz，滤波电感L=3mH，电感等效电阻R=0.1Ω，电网相电压幅值为311V，频率为50Hz，给定入网电流id*=40A，iq*=0。取PI调节器参数为Kp=6，Ki=200。

图6-1 共模电流抑制的仿真模型图

传统三电平SVPWM算法的仿真波形如图6-2所示。

400200UA /V0-200-40000.050.10.15t /s0.20.250.3

(a)输出相电压UA

47

1000500UAB /V0-500-100000.050.10.15t /s0.20.250.3

(b)输出线电压UAB

300200100Ucm /V0-100-200-30000.050.10.15t /s(c)共模电压

0.20.250.3

15105icm /A0-5-10-1500.050.10.15t /s(d)共模电流

0.20.250.3

48

4020iA /A0-20-4000.050.10.15t /s0.20.250.3

(e)A相并网电流 Fundamental (50Hz) = 40.01 , THD= 2.93%2.5Mag (% of Fundamental)21.510.500200040006000Frequency (Hz)80001000012000 (f)A相并网电流THD 图6-2 传统三电平SVPWM算法的仿真波形

共模电流抑制的三电平SVPWM算法的仿真波形如图6-3所示。

400200UA /V0-200-40000.050.10.15t /s0.20.250.3

(a)输出相电压UA

49

1000500UAB /V0-500-100000.050.10.15t /s0.20.250.3

(b)输出线电压UAB

15010050Ucm /V0-50-100-15000.050.10.15t /s(c)共模电压

0.20.250.3

15105icm /A0-5-10-1500.050.10.15t /s(d)共模电流

0.20.250.3

50

4020iA /A0-20-4000.050.10.15t /s0.20.250.3

(e)A相并网电流 Fundamental (50Hz) = 40 , THD= 2.99%1.81.6Mag (% of Fundamental)1.41.210.80.60.40.200200040006000Frequency (Hz)80001000012000 (f)A相并网电流THD 图6-3 共模电流抑制的三电平SVPWM算法的仿真波形

对比图6-2和图6-3的仿真波形，可以发现，共模电流抑制的三电平SVPWM算法将共模电压幅值从233.33V降低到116.67V，也能在一定程度上抑制共模电流，入网电流的THD略有上升，从2.93%上升到2.99%。 6.2 分配因子法中点电位平衡控制的仿真

对第三章介绍的传统三电平SVPWM算法和第五章介绍的分配因子法中点电位平衡控制的三电平SVPWM算法，在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型，如图6-4所示。仿真参数为：

直流侧电压源Udc=700V，分压电容C1=C2=1000μF，开关频率fs=10kHz，滤波电感L=3mH，电感等效电阻R=0.1Ω，电网相电压幅值为311V，频率为50Hz，给定入网电流id*=40A，iq*=0。取PI调节器参数为Kp=6，Ki=200。

51

图6-4 分配因子法中点电位平衡的仿真模型图

不加中点电位控制的仿真波形如图6-5所示。

105Unp /V0-5-1000.050.10.15t /s0.20.250.3

(a)中点电位波形

50iA /A0-5000.050.10.15t /s0.20.250.3

(b)A相并网电流

52

Fundamental (50Hz) = 40 , THD= 0.77%0.180.16Mag (% of Fundamental)0.140.120.10.080.060.040.0200200040006000Frequency (Hz)80001000012000 (c)A相并网电流THD 图6-5 不加中点电位控制的仿真波形

分配因子法中点电位平衡控制的仿真波形如图6-6所示。

10.5Unp /V0-0.5-100.050.10.15t /s0.20.250.3

(a)中点电位波形

4020iA /A0-20-4000.050.10.15t /s0.20.250.3

(b)A相并网电流

53

Fundamental (50Hz) = 40.01 , THD= 0.85%0.25Mag (% of Fundamental)0.20.150.10.0500200040006000Frequency (Hz)80001000012000 (c)A相并网电流THD 图6-6 分配因子法中点电位平衡控制的仿真波形

对比图6-5和图6-6的仿真波形，可以发现，分配因子法能很好地减小中点电位偏移。未加中点电位控制时，中点电位在-6V和2V之间波动，采用分配因子法控制中点电位时，中点电位在±0.4之间波动。入网电流的THD略有上升，从0.77%上升到0.85%。

6.3 无源低通滤波器下的分配因子法的仿真

对第五章介绍的无源低通滤波器下的分配因子法，在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型，如图6-7所示。仿真参数为：

直流侧电压源Udc=700V，分压电容C1=C2=1000μF，寄生电容Cp1=Cp2=1μF，开关频率fs=10kHz，滤波电感L=3mH，电感等效电阻R=0.1Ω，滤波电阻Rf=3mΩ，滤波电容Cf=33μF，电网相电压幅值为311V，频率为50Hz，给定入网电流id*=40A，iq*=0。取PI调节器参数为Kp=6，Ki=200。

图6-7 带无源低通滤波器下分配因子法的仿真模型图

仿真波形如图6-8所示。

54

1.510.5icm /A0-0.5-1-1.500.050.10.15t /s(a)共模电流

0.20.250.3

543Unp /V210-1-200.050.10.15t /s(b)中点电位

0.20.250.3

4020iA /A0-20-4000.050.10.15t /s0.20.250.3

(c)A相并网电流

55

Fundamental (50Hz) = 40 , THD= 0.88%0.250.2Mag (% of Fundamental)0.150.10.0500200040006000Frequency (Hz)80001000012000 (d)A相并网电流THD 图6-8 带无源低通滤波器下分配因子法的仿真波形

由图6-8的仿真波形，可以发现，无源低通滤波器下分配因子法既能很好地减小中点电位偏移，又能很好地抑制共模电流，同时入网电流的THD减小到0.88%。 6.4 本章小结

本章首先对第四章中采用改进SVPWM调制以抑制共模电流的方法进行了仿真。对比仿真波形可知，采用共模抑制SVPWM调制算法后，共模电压和共模电流减小了，而入网电流THD略有上升。然后对第五章中采用分配因子精确计算法控制中点电位平衡的方法进行了仿真。对比仿真波形可知，采用中点电位平衡控制后，中点电位波动减小了，而入网电流THD略有上升。最后对第五章中采用低通滤波器抑制共模电流的基础上，用分配因子精确计算法控制中点电位平衡的方法进行了仿真。由仿真波形可知，共模电流得到了很好的抑制，中点电位平衡得到了很好的控制，由于加入了低通滤波器，入网电流的THD也减小了。

56

第七章 三相T型三电平并网逆变器的硬件设计

随着芯片制造业的发展，新的数字信号处理器、控制器层出不穷。芯片生产商家根据不同的应用场合，生产出了各种高性能芯片，原来的模拟电子技术已经逐渐淘汰，现在的数字化处理技术不仅能实现优异的控制性能，而且安全方便。本章给出了T型三电平并网逆变器的硬件设计方案，利用TI(Texas Instruments)公司生产的TMS320F28335型DSP和Altera(NASDAQ：ALTR)公司生产的EP4CE10E22型FPGA对整个系统进行控制。 7.1 系统总体硬件设计结构

如图7-1所示，系统的硬件结构图，采样所需要的信号并送入控制系统，控制系统输出的开关控制信号送入开关驱动电路，以驱动开关器件开通或关断。

PudcOT型三电平逆变器LC滤波器ACN采样：电网电压并网电流逆变器输出电流直流侧电容电压散热器温度驱动电路系统控制器显示监控系统

图7-1 三相T型三电平并网系统控制结构图

硬件电路的设计步骤要综合考虑系统的功率等级，实现功能及指标等因素，首先进行主电路拓扑及器件参数和选型，再整理出控制电路板所有的输入信号，输出信号及各中间变量的数值范围、算数关系、逻辑关系后进行原理图绘制，器件参数计算，器件的选型，电路板的制作及焊接、调试等。等一切准备就绪了才能进行软件编程和并网实验。 7.2 主电路设计

设计逆变器额定相电压为220V，额定功率为20kW，直流侧电压为700V，系统主电路如图7-2所示。系统使用的功率开关管选择富士电机公司生产的12MBI100VN-120-50型RB-IGBT模块。

57

图7-2 系统主电路

7.2.1 直流侧电容设计

由第五章的分配因子法分析，可以进行直流侧电容的设计。由式(5-3)和(5-4)可得，

TsCUCiodt 02由式(7-1)可得直流侧电容的计算公式为[25]

Iomax C1C22oUcmax(7-1)

(7-2)

其中，ωo为中点电压波动角频率，一般取基波角频率的3倍，△Ucmax为直流侧两电容上的电压差的最大值，在这里取为直流侧电压的3%，Iomax为额定电流的幅值。

计算结果为1083μF，考虑到裕量，C1和C2分别采用两个1000μF/450V的电容并联。

7.2.2 LC滤波器设计

LC滤波器截止频率为

一般要求fL的范围为

1(7-4) fc

10其中，fr为基波频率，此处为50Hz，fc为开关频率，此处为10kHz。取截

10frfLfL12LC (7-3)

止角频率为

L由下式可以计算L值[52]

1c2000π rad/s10

(7-5)

rU2r3U224LL LrI258

(7-6)

相环。

常灵活。

7.3.2 驱动电路

7.3.1 控制芯片

7.3 控制电路设计

取C为20μF。

(HRPWM)，12位16通道ADC。

C16.89μF

电流。计算结果为L等于1.17mH。实际取L为1.5mH，带入(7-5)得

强大的运算功能的结合，对整个系统的功能实现进行协调分配，使程序设计非

图7-3 系统控制芯片电路

能，带有一个隔离的故障反馈端，连接到FPGA实现IGBT驱动过流保护。模

功能主要有采样，发波和过流保护功能，DSP主要实现系统的通信，采样数据

HCPL-316J，如图7-4所示，具有集射极电压检测，欠压自锁，IGBT软关断功

有10320个逻辑单元，414Kb片上存储器，23个18×18的乘法器，2个通用锁

其中，ωr为基波角频率，ωc为开关角频率，U为额定相电压，I为额定相

TMS320F28335，FPGA的型号是Altera公司的EP4CE10E22。FPGA中实现的

有多达18路的PWM输出，其中有6路为TI特有的更高精度的PWM输出

校零，电网电压锁相和一些数据运算等功能。FPGA并行处理的快速性和DSP

RB-IGBT模块的每个桥臂上下两个IGBT驱动采用门极驱动光耦

如图7-3所示，控制芯片采用DSP和FPGA，DSP的型号是TI公司的

TMS320F28335具有150MHz的高速处理能力，具备32位浮点处理单元，

EP4CE10E22是第四代Cyclone系列FPGA，具有低成本、低功耗的特点，

59

(7-7)

7.3.3 采样电路

电流，直流侧电压和直流侧电流。

桥臂的IGBT，因此箝位IGBT不需要过流保护。

图7-5 箝位IGBT驱动电路

图7-4 上下桥臂IGBT驱动电路

度运放，测得的值送入16位AD7655高速采样芯片。

路不具备过流保护功能。由于任何形式的过流或短路电流都会经过上桥臂或下

块的箝位IGBT驱动采用门极驱动光耦HCPL-3120，如图7-5所示，该驱动电

本系统需要采样的信号有电网三相电压，逆变器输出三相电压，并网三相

图7-6为电网电压采样电路，图7-7为并网电流采样电路，AD8021为高精

图7-6 电网电压采样

60

过流保护。

7.3.4 保护电路

图7-10

图7-7 并网电流采样

图7-9 直流侧电压采样

图7-8 逆变器侧输出电压采样

图7-8为逆变器侧输出电压采样，用于逆变器并网前的锁相。

直流侧电流采样

实时保护，最好采用硬件电路保护方法。本系统中通过硬件电路进行保护的信

平衡控制和直流侧过压保护，图7-10为直流侧电流采样电路，作用是进行软件

系统的保护由软件保护程序和硬件保护电路组成，为了实现对某些器件的

图7-9为直流侧电压采样电路，作用是对三电平系统进行直流侧中点电位

号有：三相并网电流过流信号和IGBT过热信号。IGBT驱动保护是由FPGA实

61

计。

7.4 本章小结

关闭PWM信号输出。

图7-11

图7-12

并网电流过流保护电路

PWM信号输出。三相并网电流过流保护的实现是将采样信号与一个最大值信

现的。IGBT过热保护电路将温度采样信号与一个最大值信号接入一个比较器

IGBT过热保护电路

器设计。控制电路设计主要包括控制芯片、驱动电路、采样电路、保护电路设

计和控制电路设计。其中主电路参数设计主要包括直流侧电容设计和LC滤波

进行比较，如果温度采样信号超过最大值，则比较器输出低电平，FPGA关闭

号和一个最小值信号进行比较，若在这两者范围之外，则输出低电平，FPGA

本章主要介绍了T型三电平并网逆变系统的硬件电路设计，包括主电路设

62

第八章 总结与展望

8.1 总结

本文对三相T型三电平并网逆变器存在的共模电流抑制和中点电位平衡控制问题进行了分析，并且对这两个问题的解决方法进行了仿真研究。本文主要完成了如下工作：

(1)介绍了三电平逆变拓扑类型以及NPC型逆变拓扑的发展情况，以及各种衍生拓扑的特点。分析了T型三电平逆变器的拓扑结构和工作原理，介绍了其输出电压和开关状态的对应关系，并分析了其换流过程。

(2)对空间矢量调制方法进行了研究，对参考电压矢量所在小区域的判断、根据最近三矢量原则选择三个状态矢量来合成参考电压矢量、计算各个矢量作用的时间、优化输出矢量的开关顺序这四个步骤的具体实现方法进行了分析。对系统模型和并网控制策略进行了分析。

(3)分析了T型三电平并网逆变系统中共模电流的产生原因，介绍了抑制共模电流的主要方法，分析了一种抑制共模电流的SVPWM改进算法的原理。

(4)分析了T型三电平并网逆变系统中中点电位平衡问题，介绍了中点电位平衡控制的几种方法，主要分析了分配因子法，提出了一种新的分配因子法，无需考虑电网电流方向及中点电位偏移方向。

(5)分析了通过低通滤波器抑制共模电流以及分配因子法控制中点电位的方法的结合，这样可以同时抑制共模电流和控制中点电位。

(6)通过Matlab/Simulink环境对T型三电平并网逆变器共模电流和中点电位控制的方法进行了仿真验证，结果证明了方法的有效性。

(7)介绍了T型三电平并网逆变器的硬件设计的主要步骤。 8.2 展望

除了共模电流抑制和中点电位平衡控制这两个问题之外，三相T型三电平并网逆变器还有很多其他问题需要研究，例如死区补偿、窄脉冲消除、效率分析、开关管损耗分配等。而且，除了SPWM调制方式，还有载波PWM等调制方式需要研究。由于个人时间和水平有限，不能在本文中对这些问题一一进行分析。在以后的学习中还有很多内容值得研究。

(1)对于本文研究的共模电流抑制和中点电位平衡控制这两个问题，还有很多解决方法。在不同的应用中，为了同时解决这两个问题，采用哪种方法最合适，效果如何，还值得进一步研究。

(2)由于T型三电平逆变器拓扑中使用的半导体器件比二极管箝位型三电平逆变器拓扑中的少，因此在效率上有优势，效率研究是T型三电平逆变器研究的一个重点。

63

(3)由于三电平SVPWM方法中冗余矢量比较多，因此具有调制的自由度，改进调制方法以改善逆变器性能是一个值得研究的课题。载波PWM调制方法的研究与改进也是一个重要课题。

(4)本文中采用的是常用的dq坐标系下并网电流反馈闭环控制，采用PI调节器，将其他控制方法用于三相T型三电平并网逆变器也是一个值得研究的方面。

64

参考文献

[1] 陈坚．电力电子学：电力电子变换和控制技术[M]．北京：高等教育出版社；

2004．1-20．

[2] Nabae A，Takahashi I，Akagi H．A new neutral-point-clamped PWM

inverter[J]．Industry Applications，IEEE Transactions on．1981(5)：518-523． [3] D L，J B．Comparison of a soft switched TCM T-Type inverter to hard switched

inverters for a 3 phase PV grid interface[C]．Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC)，2012 15th International；2012：IEEE；2012，LS1d．1-1-LS1d．1-8．

[4] Park Y，Sul S-K，Lim C-H，Kim W-C，Lee S-H．Asymmetric Control of

DC-Link Voltages for Separate MPPTs in Three-Level Inverters[J]．2011． [5] 刘凤君．多电平逆变技术及其应用[M]．北京：机械工业出版社；

2007．169-179．

[6] 李永东，肖曦，高跃．大容量多电平变换器：原理控制应用[M]．北京：

科学出版社；2005．82-123．

[7] 何湘宁，陈何莲．多电平变换器的理论和应用技术[M]．北京：机械工业

出版社；2006．156-179．

[8] 张兴，曹仁贤．太阳能光伏并网发电及其逆变控制[M]．北京：机械工业

出版社；2010．81-104．

[9] Kerekes T，Teodorescu R，Borup U．Transformerless photovoltaic inverters

connected to the grid[C]．Applied Power Electronics Conference，APEC 2007-Twenty Second Annual IEEE；2007：IEEE；2007，1733-1737． [10] Chung D-W，Kim J-S，Sul S-K．Unified voltage modulation technique for

real-time three-phase power conversion[J]．Industry Applications, IEEE Transactions on．1998；34(2)：374-380．

[11] Patrao I，Figueres E，González-Espín F，Garcerá G．Transformerless

topologies 3423-3431．

[12] 陈道炼．DC-AC逆变技术及其应用[M]．北京：机械工业出版社；

2003．200-217．

[13] Colak I，Kabalci E，Bayindir R．Review of multilevel voltage source inverter

topologies

and

control

schemes[J]

．

Energy

Conversion

and

Management．2011；52(2)：1114-1128．

[14] Lin M，Tamas K，Remus T，Xinmin J，Dan F，Marco L．The high efficiency

65

for grid-connected single-phase photovoltaic

inverters[J]．Renewable and Sustainable Energy Reviews．2011；15(7)：

transformer-less pv inverter topologies derived from npc topology[C]．Power Electronics and Applications，2009．EPE'09．13th European Conference on；2009：IEEE；2009，1-10．

[15] González R，Gubía E，López J，Marroyo L．Transformerless single-phase

multilevel-based photovoltaic inverter[J]．Industrial Electronics, IEEE Transactions on．2008；55(7)：2694-2702．

[16] D F，E F，M D．Natural doubling of the apparent switching frequency using

three-level ANPC converter[C]．Nonsinusoidal Currents and Compensation，2008．ISNCC 2008 International School on；2008：IEEE；2008，1-6． [17] Schweizer M，Kolar J．Design and Implementation of a Highly Efficient

3-level T-type Converter for Low-Voltage Applications[J]．2011．

[18] Schweizer M，Lizama I，Friedli T，Kolar JW．Comparison of the chip area

usage of 2-level and 3-level voltage source converter topologies[C]．Proc 36th Annual Conf of IEEE Industrial Electronics (IECON)；2010；2010． [19] Zhou H，Hu B，Qu K，Liu Y，Tong C．The efficiency analysis for three-level

grid-connected photovoltaic inverters[C]．Industrial Electronics (ISIE)，2012 IEEE International Symposium on；2012：IEEE；2012，1086-1090． [20] Ma L，Sun K，Jin X．A transformation method from conventional three phases

full-bridge topology to conergy NPC topology[C]．Electrical Machines and Systems (ICEMS)，2011 International Conference on；2011：IEEE；2011，1-5．

[21] Schweizer M，Kolar JW．High efficiency drive system with 3-level T-type

inverter[C]．Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the 2011-14th European Conference on；2011：IEEE；2011，1-10． [22] Komatsu K，Yatsu M，Miyashita S，Okita S，Nakazawa H，Igarashi S, et

al.．New IGBT modules for advanced neutral-point-clamped 3-level power converters[C]．Power Electronics Conference (IPEC)，2010 International；2010：IEEE；2010，523-527．

[23] 刘洋，苏建徽．基于RB—IGBT的三电平光伏并网逆变器的效率分析[J]．高

压电器．2012；48(006)：70-74．

[24] 张崇巍，张兴．PWM整流器及其控制[M]．北京：机械工业出版社；

2003．184-284．

[25] 苑春明．三电平变换器SVPWM关键技术研究[D]．合肥：合肥工业大学硕

士学位论文；2008．

[26] 贾煜．三电平逆变器控制策略的研究[D]．长沙：中南大学硕士学位论文；

2010．

66

[27] 刘嫣，马一博．基于SVPWM的三电平逆变器控制策略研究[J]．陕西科技

大学学报：自然科学版．2009；27(4)：97-99．

[28] 刘慧．大功率三相逆变器控制与并联技术研究[D]．武汉：华中科技大学硕

士学位论文；2008．

[29] 苏娜．光伏逆变器地电流分析与抑制[D]．杭州：浙江大学博士学位论文；

2012．

[30] Guo Y，Zeng P，Zhu J，Li L，Deng W，Blaabjerg F．Common voltage

eliminating of SVM diode clamping three-level inverter connected to grid[C]．Materials for Renewable Energy & Environment (ICMREE), 2011 International Conference on；2011：IEEE；2011，2054-2057．

[31] Zhang H，Von Jouanne A，Dai S，Wallace AK，Wang F．Multilevel inverter

modulation schemes to eliminate common-mode voltages[J]．Industry Applications, IEEE Transactions on．2000；36(6)：1645-1653．

[32] Videt A，Le Moigne P，Idir N，Baudesson P，Ecrabey J．A new carrier-based

PWM for the reduction of common mode currents applied to neutral-point-clamped inverters[C]．Applied Power Electronics Conference, APEC 2007-Twenty Second Annual IEEE；2007：IEEE；2007，1224-1230． [33] 刘渺然．三相三电平PWM整流器控制系统的研究[D]．北京：北京交通大

学硕士学位论文；2012．

[34] 胡存刚．多电平二极管箝位型逆变器PWM控制方法及相关问题的研究

[D]．合肥：合肥工业大学博士学位论文；2008．

[35] 王付胜，张长信，文家燕，刘健哲．有功无功对三电平中点不平衡的影响

[J]．电力电子技术．2012；v.46;No.232(03)：81-83．

[36] 谭智涵．基于SVM简化算法的NPC三电平逆变器[D]．天津：天津大学硕

士学位论文；2012．

[37] 张崇巍，苑春明，张兴．中点电位平衡的三电平逆变器SVPWM简化算法

及其实现[J]．电气传动．2008；38(11)：37-41．

[38] Sun-Kyoung L，Jun-Ha K，Kwanghee N．A DC-link voltage balancing

algorithm for 3-level converter using the zero sequence current[C]．Power Electronics Specialists Conference，1999． PESC 99． 30th Annual IEEE；1999：IEEE；1999，1083-1088．

[39] 吴敏．基于空间电压矢量法的三电平逆变器控制策略研究 [D]．合肥：合

肥工业大学硕士学位论文；2006．

[40] 黄华．三电平逆变器中点电位平衡的研究概述[J]．电气开关．2008；46(4)：

8-11．

[41] 王小峰．三相多电平变流器电压平衡, 箝位策略与调制技术研究[D]．浙江

67

大学2007．

[42] 宋文祥，陈国呈，武慧，孙承波．一种具有中点电位平衡功能的三电平空

间矢量调制方法及其实现[J]．中国电机工程学报．2006；26(12)：95-100． [43] 姜兰兰．三电平变频器中点电位平衡算法研究[D]．北京：中国石油大学硕

士学位论文；2010．

[44] 马一博．三电平逆变器SVPWM控制策略研究[D]．西安：西安科技大学硕

士学位论文；2008．

[45] 桂红云，姚文熙，吕征宇．基于控制因子三电平空间矢量方法的研究[J]．电

力电子技术．2005；39(1)：25-28．

[46] 申张亮，郑建勇，梅军．基于改进虚拟空间矢量调制方法的中点箝位型三

电平逆变器电容电压平衡问题[J]．电力自动化设备．2011；31(3)：79-84． [47] 伍超．三相三电平PWM整流装置控制策略的研究[D]．西安：西安理工大

学硕士学位论文；2008．

[48] Song Q，Liu W，Yu Q，Xie X，Wang Z．A neutral-point potential balancing

algorithm for three-level NPC inverters using analytically injected zero-sequence voltage[C]．Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2003 APEC'03 Eighteenth Annual IEEE；2003：IEEE；2003，228-233．

[49] 宋强，刘文华，严干贵，王仲鸿．基于零序电压注入的三电平NPC逆变器

中点电位平衡控制方法[J]．中国电机工程学报．2004；24(5)：57-62． [50] Pou J，Pindado R，Boroyevich D，Rodriguez P．Evaluation of the

low-frequency neutral-point voltage oscillations in the three-level inverter[J]．Industrial Electronics, IEEE Transactions on．2005；52(6)：1582-1588．

[51] 张兴，邵章平，王付胜，刘萍．非隔离型三相三电平光伏逆变器的共模电

流抑制[J]．中国电机工程学报．2012；33(3)：29-36．

[52] 俞杨威，金天均，谢文涛，吕征宇．基于PWM逆变器的LC滤波器[J]．机

电工程．2007；24(5)：50-52．

68

攻读硕士学位期间发表的论文

童鸣庭，苏建徽，徐宏．基于SVPWM的三电平NPC逆变器共模电流抑制算法研究．低压电器(已录用)

69

三相T型三电平非隔离并网逆变器的研究

作者：

学位授予单位：

童鸣庭

合肥工业大学

引用本文格式：童鸣庭 三相T型三电平非隔离并网逆变器的研究[学位论文]硕士 2013