第１６卷第４期 信息工程大学学报 Ｖｏ１．１６ Ｎｏ．４ ２０１５年８月 Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ａｕｇ．２０１５ ＤＯＩ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１６７１ ６７３．２０１５．０４．００７ 甚低频发射天线动态调谐控制技术研究 陈少昌，严亚龙，凌佳俊 （海军工程大学电子工程学院，湖北武汉４３００３３） 摘要：分析一种目前发达国家在甚低频发射天线上所采用的新型调谐电路，此电路包括开关控 制模块和固定调谐模块。在以降低系统损耗为目的的前提下，通过自绕电感、选取低导通电阻 开关等方法实现调谐电路来确保甚低频通信的技术要求。依次进行调谐模型的建立、模型电 路的仿真、实际测量方案的讨论、硬件电路的设计和系统的测试。实验表明：提出的新型调谐 技术可有效降低系统损耗，采用动态调谐方式的天线带宽约为采用固定调谐方式带宽的４倍。 关键词：甚低频通信；动态调谐；ＭＳＫ；３ｄＢ带宽 中图分类号：ＴＮ８２；ＴＮ９１１．３ 文献标识码：Ａ 文章编号：１６７１—０６７３（２０１５）０４－０４２４－０７ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｏｆ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｔｕｎｉｎｇ ｆｏｒ ＶＬＦ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ａｎｔｅｎｎａｓ ＣＨＥＮ Ｓｈａｏｃｈａｎｇ，ＹＡＮ Ｙａｌｏｎｇ，ＬＩＮＧ Ｊｉａｊｕｎ （Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ，Ｎａｖａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｗｕｈａｎ ４３００３３，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ａｎａｌｙｚｅｓ ａ ｎｅｗ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｔｕｎｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔａｋｅｎ ｂｙ ｔｈｅ ＶＬＦ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ ａｎｔｅｎｎａ ｕｓｅｄ ｉｎ ｄｅｖｅｌｏｐｅｄ ｃｏｕｎｔｒｉｅｓ．Ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｎｃｌｕｄｅｓ ａ ｓｗｉｔｃｈ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｏｄｕｌｅ ａｎｄ ａ ｆｉｘｅｄ ｔｕｎｉｎｇ ｍｏｄ－ ｕｌｅ．Ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｌｏｓｓ，ｔｈｅ ｔｕｎｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ｒｅａｌｉｚｅｄ ｔｏ ｅｎｓｕｒｅ ｔｈｅ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｏｆ ＶＬＦ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｔｈｒｏｕｇｈ ｓｅｌｆ ｗｉｎｄｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ，ｓｅｌｅｃｔｉｎｇ ｌｏｗ ｔｕｒｎ・ｏｎ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｓｗｉｔｃｈ．Ｔｈｅ ｅｓｔａｂｌｉｓｈｍｅｎｔ ｏｆ ｔｈｅ ｔｕｎｉｎｇ ｍｏｄｅｌ，ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｍｏｄｅｌ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｔｈｅ ｄｉｓｃｕｓｓｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ａｃｔｕａｌ ｓｕｒｖｅｙ ｓｃｈｅｍｅｓ，ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｔｈｅ ｈａｒｄｗａｒｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｔｈｅ ｔｅｓｔ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ａｒｅ ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ ｉｎ ｔｕｒｎ． Ｔｈｅ ｔｅｓｔ ｓｈｏｗｓ ｔｈｅ ｎｅｗ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｔｕｎｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｃａｎ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｌｏｓｓ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ，ａｎｄ ｉｎｃｒｅａｓｅ ｔｈｅ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｂｙ ｆｏｕｒ ｔｉｍｅｓ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｆｉｘｅｄ ｔｕｎｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ＶＬＦ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ；ｄｙｎａｍｉｃ ｔｕｎｉｎｇ；ＭＳＫ；３ ｄＢ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ０ 引言 甚低频（３ｋＨｚ一３０ｋＨｚ）主要用于对潜通信…，岸基甚低频发射天线都为电小天线，特点为天线Ｑ值 高，带宽窄（频率低端只有几十赫兹），制约了对潜通信速率的提高 ｚ 。展宽甚低频发射天线的方法有两 种：一种是使天线回路谐振于调制信号的中心频率（固定调谐），采用在天线回路中串接电阻来降低回路 的Ｑ值，从而达到展宽天线带宽的目的，但这种方法以牺牲天线系统的效率为代价；另一种方法是实时改 变回路调谐电感使天线回路实时谐振在调制频率上（动态调谐），这种方法在不降低天线系统效率情况下 提高系统的有效带宽，从而提高对潜通信速率 。 收稿日期：２０１４—１１—１５：修回日期：２０１５－０１－１４ 作者简介：陈少昌（１９５２一），男，教授，主要研究方向为电路与系统的电磁兼容性研究； 严亚龙（１９９０一），男，硕士生，主要研究方向为天线理论研究； 凌佳俊（１９９１一），男，硕士生，主要研究方向为天线理论与工程研究。 第４期 陈少昌等：甚低频发射天线动态调谐控制技术研究 ４２５ 文章针对固定调谐和动态调谐的原理电路进行了仿真计算，建立了固定调谐和动态调谐的实验电路， 提出了一种实现甚低频发射天线动态调谐的应用方案，并对两种调谐方式进行了理论分析计算和实验 测试。 １ 甚低频发射天线调谐方法及原理 甚低频发射天线的两种调谐方式为固定调谐和动态调谐。固定调谐方式电路如图１所示 ，在工作 频率低端，天线可等效为电容ｃ 和电阻 的串联，调谐电感 。用于抵消天线容抗 。通过调节 可使 天线回路谐振在ＭＳＫ信号的中心频率上，这种方式使得信号的调制频率 始终处于失谐状态，信息速 率越快，失谐越严重，阻抗失配越严重，由于甚低频发射机功率大，为兆瓦级，因此失谐对发射机的危害很 大，发射天线采用固定调谐方式提高系统的通信速率时，必须在回路中串接电阻来展宽天线带宽。动态调 谐方式电路如图２所示，通过在固定天线调谐回路中加入开关Ｋ及小电感△￡，这种调谐方式可使天线回 路实时动态地调谐在 和 两个频率上（如图２所示），开关 通过ＭＳＫ的基带信号来控制，即当基带信 号为１时，开关Ｋ打开，回路谐振在 ；当基带信号为０时，开关 闭合，回路谐振在 。需要提高通信速 率时，只要适当调节调谐电感的值就可实现，回路始终处于谐振状态，因此在提高速率的同时对发射机的 危害很小。 Ｌａ ＿＿１广一ｌ Ｉ —＿＿ｊ Ｉ ＲａｌＩ 砌ｌ 图１ 天线传统调谐系统电路模型 图２天线动态调谐系统电路模型 ２甚低频发射天线调谐仿真 根据图１和图２建立仿真电路。由于固定调谐方式的电路工作时其天线回路是谐振在调制信号的中 心频率上，仿真天线取天线电容为０．０４１￣Ｆ，天线输入电阻为０．５１１，当天线工作在１８ｋＨｚ时，天线固有３ｄＢ 带宽为４０Ｈｚ左右，谐振于１８ｋＨｚ所需电感为１．９５４ｍＨ，谐振电感的大小与码元速率无关。而对于动态调 谐方式的电路，当取仿真天线的参数与固定调谐方式相同，即天线电容为０．０４１￣Ｆ，天线输入电阻为０．５１１， 工作在中心频率为１８ｋＨｚ时，当调谐电路分别实时谐振在传号和空号频率 和 上时，所需调谐电感分 别对应着￡。和Ｌ：，其中： ＝ｆｏ一￣／４ （１） ｛ ＝ｆｏ’ｆ ｓ Ａ ２、 当中心频率固定时，根据（１）式、（２）式，动态调谐电感的选择与波特率有关，波特率越高 和，２频率 差越大，调谐时所对应的两个等效电感值差别越大，通过在ＡＤＳ射频电路仿真软件中的仿真分析，传统与 动态调谐方式下不同码元速率下的电感理论值及在调谐情况下电阻Ｒ 上获得相同电压时输入端所需要 的电压值如表１所示。 发射天线采用固定和动态调谐方式时，在不同码元速率： ①传输效率上，相同波特率下，动态调谐时的传输效率大于固定调谐时的传输效率。 ②电压下降幅值方面，固定调谐的电压幅值下降程度大于动态调谐的电压幅值下降程度，二者的数据 对比如图３所示。 ４２６ 信息工程大学学报 ２０１５年 由图３可得出：天线经过固定调谐后的电压幅度下 降值明显大于天线经过动态调谐后的电压幅度下降值， 且当码元速率增大时，电压幅度下降速度变快，采用固定 调谐方式甚低频天线的电压幅值下降速度大于采用动态 调谐方式甚低频天线电压幅值下降速度。说明采用固定 调谐方式的电路比采用动态调谐方式的电路损耗大，进 一５０ １００ １５０ ２００ ２５０ ３００ ３５０ ４００ 步说明采用动态调谐方式的甚低频发射天线在信号传 波特率／（ｂｉｔ／ｓ） 图３天线经调谐后电压幅值下降幅度曲线 输效率上优于采用固定调谐方式的甚低频发射天线。 现进一步对比两种调谐方式下的天线带宽。由于固定调谐和动态调谐时的输入电压幅值不同，故首 先需将输入电压幅值转换为同一电压值，这里确定为２Ｖ。通过输入输出电压的比例关系： ＝ Ｉ，０ ㈩ 、一 求出 ，比较 在不同波特率下的大小，进而估测两种调谐方式下带宽的比例关系。将不同波特率下两 种调谐方式对应的 值列表如表２所示。根据表２，画出两种调谐方式下波特率与 ’的对应图像如图４ 所示。 通过图４，点状线条表示动态调谐方式下输出的 ，实线线条表示固定调谐方式下输出的 ’，在同一 输出电压 下，动态调谐ＭＳＫ信号源波特率约为３５０ｂｉｔ／ｓ，固定调谐ＭＳＫ信号源波特率约为１００ｂｉｔ／ｓ，进 一步可估测出采用动态调谐方式进行调谐的天线带宽约为采用固定调谐方式调谐的天线带宽的３．５倍。 裹２不同波特搴下两种调谐方式对应电压输出 垂 １．８６ —＼● 蓁 蓍 １．４ 三篓 ２５０ ３００ ３５０ ４００ 量 Ｏ１．－２ｌ８ ～．５０ ｌＯ０ ｌ５０ ２００ 波特率／（ｂｉｔ／ｓ） 图４不同波特率下两种调谐方式对应电压输出 ３ 甚低频发射天线动态调谐原理电路设计与分析 实际甚低频发射系统是一个大功率、大电流、高电压的巨型系统 ］，在实验室无法建立这样一个系 统，因此在进行甚低频发射系统设计时主要关注其电路原理特性。实际甚低频发射天线在频率低端 （２０ｋＨｚ以下）一般呈容性，且容抗较大，一般为上百欧，而输入电阻（包括天线辐射电阻和损耗电阻）不到 １ｎ，因此天线Ｑ值高，达上百甚至几百，天线带宽仅为百赫兹左右 ，天线工作时需要电感线圈进行调谐， 为了不降低系统效率，调谐线圈的Ｑ值要求在１０００以上 。 ３．１ 电路设计 在实验室进行电路设计时，动态调谐模型原理电路如图５所示，选用的都为小功率器件，天线用电容 Ｃ和电阻届相串联来代替，调谐电感由￡。、 ：组成，￡。为调谐电感，￡：为耦合电感， ：通过ＭＯＳ开关控制 第４期 陈少昌等：甚低频发射天线动态调谐控制技术研究 ４２７ 其断开与闭合，从而实现实时控制天线谐振回路中的调 谐电感随ＭＳＫ信号调制频率的改变而改变。ＭＯＳＦＥＴ 开关导通电阻为０．０２Ｑ，断开电阻为ＭＱ级。如当调谐 模型工作于载频为２０ｋＨｚ时，信息速率为４００ｂｉｔ／ｓ时，当 开关断开时，回路电感为０．９８４ｍＨ，Ｑ值为３１８，闭合时 电感为０．９６５ｍＨ，Ｑ值为２５９，电感Ｑ值很难达到实际工 作中１０００以上的要求，由于天线谐振回路是串联谐振回 路，因此可把调谐电感中的损耗电阻当作天线输入电阻 ，， 的一部分，此时可认为调谐线圈的Ｑ值满足实际工作 要求。 ３．２测量方案的确定 图５ 动态调谐模型原理电路 在相同输入信号电压Ｆ进行实际测量时，对于固定调谐ｃａ路和动态调谐ｃａ路，测量点选在电感输入端 对地之间的电压Ｕ ，输入电压为Ｕ，源内阻为５０１１，不同工作频率下 ： Ｕ （ ＝————— ｝ ： Ｕ Ｒ＋Ｒｉ＋ｊ，ｏ“ （４）（４） 本文拟采用两种测量方案对所设计的调谐ｃａ路进行测量，一种为测量ｃａ阻Ｒ两端ｃａ压Ｕ 的方式得 出该电路的幅频特性曲线，进而求出其３ｄＢ带宽Ⅲ 。分析实际数据后，发现在谐振点 附近的ａｆ内，输 出波形的电压幅值基本不变，根据绘出的电路幅频特性曲线求得该电路的３ｄＢ带宽较宽（６００Ｈｚ），选频特 性较差，不能满足甚低频发射天线调谐的目的。通过测量Ｕ 。的方法来精确确定电路的谐振频率和幅频 特性曲线… 。电路工作时，电阻Ｒ和电容电感两端电压： ｕ （∞）：— ＝＝＝＝ ｕ （５） ４Ｒ ＋（ｔｏＬ一 １∞ Ｃ） 小 ㈩ ４Ｒ ＋（ｔｏＬ一壶） 将（５）式、（６）式分别对 求导得（７）式、（８）式： （ ）＝—— — ！玉 ，（∞） 小 Ｒ ＋（ｔｏＬ一 ） ｃ∞ ：士ｃＬ＋ ，ｃ∞ 干（７） 一 ，ｃ甜 （８） ，（ ）：—＝＝＝ ，＿一（９） √ｎ（ ） 由（７）式知 在电路谐振点两侧改变符号。调谐电路谐振时，∞￡＝１／ｏ￣Ｃ， （ ）＝０，此时谐振曲线 的变化率为零。即 在厂０附近的一小段４厂内，通过示波器显示的电压幅值是基本不变的。对于ｕ （∞） 而言，在谐振点ｆｏ处有 。（∞）＝±（Ｌ＋去）∞乙 ，（ ），它的值不为零且求导后的绝对值较大，进而推出Ｕ 在厂０附近的一小段４厂内依然在幅值上有较大变化，通过示波器可较明显地观测出 的最小值，进而准 确求得该电路的谐振点 。 ４２８ 信息工程大学学报 ２０１５正 从直观上讲，调谐电路中的电阻在谐振时分压最大，此时， 最大。在 附近是一个大的 值加一 个小的ＡＵ 值，故 。的变化不是很明显，要实现较为准确的测量从而求出电路谐振点是较为不易的。而 （ ）又比较大，即一个很小的 值加上一个较大的变化ＡＵ 。值 在谐振时取最小值Ｕ 其变化率 比较明显，在一般测量情况下即可较为精确地测出电路的谐振点¨ 。 ３．３测量步骤的确定 在进行电路的实际测量之前，首先需确定一个合理的测量步骤来进行测量，测量过程拟分为以下３步 进行： ①将Ｌｃ串联谐振回路接至ＬＣＲ表，测出回路在谐振频率下的电阻值，按照信号源内阻和电容电感上 的电阻分压关系求出 的理论值以便与实测值进行对比验证； ②按照图１搭建固定调谐电路，将信号发生器的输出电压设定为１Ｖ，调整信号发生器改变输入频率， 使其在１７．９ｋＨｚ～１８．１ｋＨｚ的频率间每隔０．０ｌｋＨｚ步长等差变化，记录示波器上输出波形的电压幅值，而 后绘出电路幅频特性曲线，并求出其３ｄＢ带宽，检验实际电路的３ｄＢ带宽大小是否满足要求。并对比谐 振频率上实测电压值和理论电压值的关系，以验证测量数据的正确性。 ③若调谐电路的３ｄＢ带宽满足本文要求，按照ＭＳＫ信号的要求设定信号发生器两路信号的输出频 率，使其输出ＭＳＫ信号，在固定调谐电路上进行试验。试验时，分别将ＭＳＫ波特率设定为５０ｂｉｔ／ｓ，１００ｂｉｔ／ ｓ，２００ｂｉｔ／ｓ，４００ｂｉｔ／ｓ，记录不同ＭＳＫ速率下输出的 ￡ｃ。 ④在固定调谐电路的基础上，添加ＭＯＳＦＥＴ开关ＩＲＦ７４１６并根据图２将原电感置换成对应的耦合电 感，通过改变两耦合电感的距离来改变电路中开关闭合、断开时的电感值，使其始终对应ＭＳＫ波特率的变 化，按照步骤②的方法进行测量并记录输出 。。 ３．４ 固定与动态调谐电路的测试及结果分析 根据测量步骤①，首先测得电容电感串联后在其谐振频率上的电阻值为４９４ｍｌ１。信号源输出信号电 压幅值为１Ｖ，根据信号源内阻与示波器内阻的匹配关系，示波器上显示波形电压幅值始终为信号源输入 的２倍，即为２Ｖ。在第２节对调谐系统仿真中的信号源输出信号电压幅值也为２Ｖ，故可与仿真数据在同 一条件下进行对比。根据电路中电阻的分压关系，在谐振频率点的电容电感上的理论电压值： ＝ Ｉｌ９．５７ｍＶ （１０） 实测调谐电路在示波器上的电压值为Ｕ ：３０ｍＶ。理论和实测电压值不相等的原因在于在实测电 路中导线也会产生数百毫欧电阻，使整个回路的损耗增加，从而引起谐振点处的Ｕ 。值增大。测量导线电 阻值为Ｒ。＝２８８ｍ１￣，进一步求出考虑导线电阻后的真实理论电压值： ｕ 一 ＝ ５０ １× ０ ＋（ＪＲ， ＋ ）＿Ｊ川 ｍＶ ㈩¨ ， 由（１１）式综合考虑导线电阻后，固定调谐电路在谐振 频率上输出电压的理论值和实测值基本一致，证明测试方 ’ ： ～＋一３ｄＢ带宽对应幅度 。幅度／频率坐标 法正确。 ——．拟合后曲线 ／ 一 在实际试验中，由于自制电感的电感量不够精确，测 得电路的谐振频率可能会与２０ｋＨｚ有偏差，故需按照实际 ＼… ／一 测量结果求出调谐电路的真实谐振频率。根据步骤①得 到此串联谐振电路的幅频特性曲线如图６。 根据实测数据，计算出该固定调谐电路的真实谐振频 图６固定调谐电路幅频特性曲线 率为１９．９９５ｋＨｚ，其３ｄＢ带宽为１２６Ｈｚ。随后对设计好的固定调谐电路输入ＭＳＫ信号，根据测量步骤②记 录在不同 ＭＳＫ波特率下输出信号的电压幅值，结果记录如表３。 裹３同定调谐系统输出电压数据 同固定调谐电路的测试方法，首先通过ＬＣＲ表测得在谐 波特率／ｂｉｔ／ｓ ５０ １００ ２００ ４００ 振频率上，开关闭合时电容电感串联的阻值为Ｒ脚＝４９０ｍｌ１， 固定调谐后输出／ｍＶ ３０ ３２ ３７ ５７ 第４期 陈少昌等ｔ甚低频发射天线动态调谐控制技术研究 ４２９ 开关断开时电容电感串联阻值为Ｒ脚＝３９９ｍｆｌ，计算谐振点处电容电感上的理论电压值： ＵＬＣＢ＝ ２×Ｒ．～ －１９．８ｍＶ ８ｍｖ ５－‰Ｖ （１２）（ （ ） ＵＬｃｏ 实测调谐电路在示波器上的输出Ｕ脚 ＝３０ｍＶ、Ｕ ＝２８ｍＶ，导线电阻值为Ｒ。＝２８８ｍｆｉ，进一步求出 考虑导线电阻的真实理论电压值： ，， ２×（尺脚＋ Ｄ） 姗一５０×１０ ＋（Ｒ姗＋Ｒ口） ＝３０．６ｍＶ （１４） （１５） ，， 一２×（ 脚＋尺Ｄ） ＝２７．１ｍＶ ５０×１０ ＋（ ＬｃＤ＋Ｒ。） 根据（１４）式、（１５）式，综合考虑导线电阻后，动态调谐电 路在谐振频率上输出电压的理论值与实测值基本一致，证明 表４动态调谐电路输出电压数据 波特率／ｂｉｔ／ｓ ５０ １００ ２００ ４００ 测试方法正确。按步骤③在示波器上观察输出波形，幅值数 据记录如表４所示。根据表３、４中数据给出发射天线采用两 种调谐方式的ｕ 。值如图７所示。 通过图７，不难看出电感电容串联后其上的电压分量 动态调谐后输出／ｍＶ ２３ ２５ ２９ ４４ 经动态调谐时明显小于固定调谐，说明电路在动态调谐时 电容电感上的阻抗较小，在 都为３０ｍＶ时，固定调谐电 路的信号波特率为５０ｂｉｔ／ｓ，动态调谐电路的信号波特率 为２２０ｂｉｔ／ｓ，进一步可估测出采用动态调谐方式进行调谐 的天线带宽约为采用固定调谐方式调谐的天线带宽的 ４．４倍。 ５０ １００ ｌ５０ ２００ ２５０ ３００ ３５０ ４００ 波特率／（ｂｉｔ／ｓ） 图７不同调谐方式的ＵＬｃ值 由电压输出数据有 ①天线采用动态调谐方式的带宽大于固定调谐方式 的带宽； ②随着信源波特率的增加，固定调谐相较于动态调谐的 值增加速度较快； ③在天线采用动态调谐方式进行调谐时，理论上 变大。 值应不变，但从实际数据中得出 值仍继续 根据周期性方波的频谱公式¨ ： （ｔ）：曼ｃ ．ｆｏｔ：曼 Ｊｓ。（ ） ｎ＝一∞ ｎ＝一∞』 』 （１６） 当ＭＳＫ中心频率为２０ｋＨｚ，频偏为５０Ｈｚ，码元速率为２００ｂｉｔ／ｓ时，通过Ｍａｔｌａｂ仿真出固定调谐以及动 态调谐天线模型的辐射频谱分别如图８、图９所示。 １．０ 谱 ｏ．７５ Ｏ 谱 要 姆 苣（ ｏ．７０７ ０．５ １ 皿 Ｏ．２５ Ｏ １７Ｏ ｌ＿７５ １．８ ．１．８５ １．９Ｏ １．９５ ２．０ｏ ｙ７ｒｉｚ ×１０４ 图８天线固定调谐辐射功率谱 图９天线动态调谐辐射功率谱 ４３０ 信息工程大学学报 从图８、图９看出，ＭＳＫ信号的频谱仍包含一定的带外高频分量，当天线采用固定调谐方式时，随着信 源波特率的增加，ＭＳＫ频偏增大，天线模型回路的失谐会愈发严重，且ＭＳＫ两路信号和频带外高频分量 都会失谐。当天线采用动态调谐方式时，随着信源波特率的增加，ＭＳＫ两路信号 是始终谐振在天线 中心频率上的，不会产生失谐，此时仅有ＭＳＫ频谱的带外高频分量失谐，进一步说明在ＭＳＫ波特率增加 的情况下天线采用固定调谐方式信号的失谐成分多于采用固定调谐方式信号的失谐成分，故在两种调谐 方式下，前者的系统损耗的斜率大于后者，进而说明随着信源波特率的增加，固定调谐相较于动态调谐的 。值增加速度较快。 根据动态调谐原理，动态调谐过程中调谐电路的谐振频率可始终谐振在ＭＳＫ信号的两路频率上，感 抗与容抗恰好抵消，故电路中的电抗分量始终为０，此时该电路为一纯阻性电路，随着ＭＳＫ波特率的增 大，￡， 是不会变化的。但在实际情况中，随着信号源波特率的增大，ＭＳＫ的每一个码元在时间轴上的宽 度变得更窄，这样的码元就会包含有更多的高频分量，这些高频分量也会使动态调谐电路产生失谐状态， 从而动态调谐电路的阻抗进一步增大， 。随着信号波特率的增大而增大。通过以上分析，在甚低频天线 采用动态调谐方式发信时，由于高频分量的影响不能通过无限增大信号的波特率来提高信息传输速率。 ４结论 在小功率信号的基础上通过仿真和硬件上的试验研究了两种不同的调谐模型，在硬件电路设计中，充 分考虑了如何设计动态调谐所需要的开关电路，如何降低甚低频通信系统损耗，如何对动态调谐电路中的 电感值进行实时、有效、精确地控制。在硬件电路测试中，充分讨论了测量的方法和步骤，如何使测量结果 更为精确以及如何验证测量结果的正确性，得出甚低频发射天线模型经动态调谐后的天线带宽约为经固 定调谐后天线带宽的４．４倍。 值得关注的是：在仿真中ＭＳＫ信源为恒功率源，实际试验中的信源为恒压源，故对二者的实验数据测 量、处理的方法不同；其次，基于甚低频通信要求所绕制的电感Ｑ值还不能实现真正意义上的完全一致， 可能会因电感自身损耗的不同而导致实验数据的微小误差；最后在进行动态调谐电路的搭建时，将图１、 图２中的天线接入电阻Ｒ等效为调谐电感的内阻（约０．５ｆ１），故无需添加接人电阻于硬件电路中。 在下一步研究工作中，可进一步与实际需求相结合，探究大功率信号动态调谐电路的实现方法。 参考文献： ［１］Ｐａｕｌ Ｒ Ｊｏｈａｎｎｅｓｅｎ，Ｐｅｔｅｒ Ｗｉｌｌｅｎｂｒｏｃｋ．Ｔｈｅ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｔｕｎｉｎｇ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ［Ｐ］．ＵＳ：８７１０３９０８，１９８８． ［２］Ｔｚｕｎｇ Ｌｉｎ Ｌｅｅ，Ｈｉｒｏｆｕｍｉ Ａｋａｇｉ．Ａ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｔｕｎｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ａｃｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎ－ ｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，２００８，２（４４）：６１２－６１４． ［３］金国庆，董颖辉．基于ＦＰＧＡ的ＭＳＫ同步调谐研究［Ｊ］．微计算机信息，２０１２，３（２８）：５１．５２． ［４］张望，郑龙根，董颖辉．甚低频发射天线动态调谐带宽研究［Ｊ］．舰船电子工程，２００９，１０（２９）：９０－９１． ［５］Ｗｏｌｆ Ｈ Ｇ．Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ￣ｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ ｏｆ ＬＦ／ＶＬＦ ａｎｄ ｒａｄｉｏ ｃｉｒｃｕｉｔｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ ＩＲＥ Ｔａｎｓａｅｔｉｏｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓ． ｔｅｎｒ，１９５７，３（１２）：２９－４２． ［６］Ｄｏｎｇ Ｙｉｎｇｈｕｉ，Ｙａｎ Ｙａｌｏｎｇ．Ｔｈｅ Ｏｐｔｉｍａｌ Ｔｕｎｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ＶＬＦ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ａｎｔｅｎｎａ［Ｃ］／／ＭＥＣ ２０１３．２０１３： ｌｌ９７．１１９９． 。［７］柳超，蒋华，黄金辉．甚低频通信［Ｍ］．北京：海潮出版社，２００８：１５７． ［８］董颖辉，魏蛟龙．Ｔ型甚低频多调谐发射天线电容与电感研究［Ｊ］．电子学报，２０１１，４（３９）：９８０．９８１． ［９］郑桂荣，盂桂菊。ＲＬＣ串联电路谐振特性实验方法的改进［Ｊ］．黄冈师范学院学报，２００９，３（２９）：３１－３２． ［１０］林抒，龚镇雄．普通物理实验［Ｍ］．北京：人民教育出版社，１９８１：３１１． ［１ １］Ｐａｕｌ Ｒ Ｊｏｈａｎｎｅｓｓｅｎ，Ｌｅｘｉｎｇｔｏｎ，Ｐｅｔｅｒ Ｖ Ｐｌａｎｃｋ．Ａｎｔｅｎｎａ Ｔｕｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ［Ｐ］．ＵＳ：４６８９８０３，１９８７． ［１２］Ｈａｌｌ Ｓ Ｅ，Ｈｅｒｒｉｎｇ Ｒ．Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｔｕｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ［Ｐ］．ＵＳ：１０１５０１９９１，２０１２． ［１３］樊昌信，曹丽娜．通信原理［Ｍ］．北京：国防工业出版社，２０１０：２４２．